非隔离型光伏并网逆变器问题的研究

随着光伏并网高效能技术的发展，无变压器的非隔离型并网逆变器越来越受到人们的关注，也是未来并网逆变器的发展方向，但是也存在相应的难点问题：其一，由于逆变器输出不采用工频变压器进行隔离及升压，逆变器易向电网中注入直流分量，会对电网设备产生不良影响，如引发变压器或互感器饱和、变电所接地网腐蚀等问题；其二，由于并网逆变器中没有工频及高频变压器，同时由于光伏电池对地存在寄生电容，使得系统在一定条件下能够产生较大的共模泄漏电流，增加了系统的传导损耗，降低了电磁兼容性，同时也会向电网中注入谐波并会产生安全问题。

本节就上述隔离型光伏并网逆变器存在的两个问题分别加以研究。

4.3.3.1 非隔离型光伏并网逆变器输出直流分量的抑制

理论上，并网逆变器只向电网注入交流电流，然而在实际应用中，由于检测和控制等的偏移往往使并网电流中含有直流分量。在非隔离的光伏并网系统中，逆变器输出的直流电流分量直接注入电网，并对电网设备产生不良影响，如引发变压器或互感器饱和、变电所接地网腐蚀等问题。因此，必须重视并网逆变器的直流分量问题，并应严格控制并网电流中的直流分量。

1.直流分量的产生原因^[19，20]

直流分量产生的最根本原因是逆变器输出的高频SPWM波中含有一定的直流分量。逆变器输出脉宽调制波中含有直流分量的原因可以归结为以下几点：

（1）给定正弦信号波中含有直流分量

这种情况多发生在模拟控制的逆变器中，正弦波给定信号由模拟器件产生，因为所用元器件特性的差异，给定正弦波信号本身就含有很小的直流分量。采用闭环波形反馈控制，输出电流波形和给定波形基本一致，从而导致输出交流电流中也含有一定程度的直流分量。

（2）控制系统反馈通道的零点漂移引起的直流分量

控制系统反馈通道主要包括检测元件和A/D转换器，这两者的零点漂移统一归结为反馈通道的零点漂移，并且是造成输出电流直流分量的主要因素。

1）检测元件的零点漂移：逆变器引入输出反馈控制，不可避免要采用各种检测元件，最常用的是电压、电流霍尔传感器。这些霍尔元件一般都存在零点漂移，由于检测元件的零点漂移，使得输出电流中含有直流分量。虽然零点漂移量的绝对值非常小，但由于反馈系数一般来说也很小，因此该直流分量不可忽视，这是造成输出电流中包含直流分量的重要因素之一。

2）A/D转换器的零点漂移：在全数字控制的逆变器中，霍尔元件检测到的输出电流还需经过A/D转换器把模拟量转化为数字量，并由处理器按一定的控制规律进行运算。同检测元件一样，A/D转换器也存在零点漂移，同样会造成输出交流电流中含有直流分量。

（3）脉冲分配及死区形成电路引起的直流分量

控制系统产生的SPWM信号需经过脉冲分配及死区形成电路分相、设置死区，再经驱动电路隔离、放大后驱动开关管。其中元器件参数的分散性会引起死区时间不等，即各管每次导通时间中的损失不一致，从而逆变器输出中包含直流分量。

（4）开关管特性不一致

即使控制电路产生的脉宽调制波完全对称，由于主电路中功率开关管特性的差异，如导通时饱和压降不同以及关断时存储时间的不一致等，这些均会造成输出SPWM波正负的不对称，从而导致输出电流中含有直流分量。

以上几种因素中，前两种因素的可能性和实际影响最大，因为在控制系统中的反馈通道及调制信号发生等环节易形成直流分量，且被逆变桥放大。而在后两种因素中，电路处理的是SPWM开关信号，只要设计合理并匹配恰当，影响一般较小。

2.直流分量的抑制方法

（1）软件直流分量抑制^[20]

在数字化控制PWM逆变器中，由于数字电路的输出脉宽一般也是通过调制波与三角波的数字比较而得到的，因此，可以通过检测算出一个工频周期内PWM输出电压（包括正负脉冲）的积分，若该积分为零，则认为控制器发出的调制波脉宽是对称的，否则输出电流中就会产生直流分量，对此可以采用软件补偿的办法来消除相应的直流分量。

以单相全桥逆变器为例，若采用调制波反相的单极性倍频调制方式，则单相全桥逆变器的两桥臂分别由调制波信号u_c、-u_c和载波信号的比较来进行控制。

若令全桥的输出电压为u_ab、两桥臂对直流负母线的电压为u_a0、u_b0，则全桥的PWM输出电压在一个工频周期T的积分为

假设SPWM为理想调制方式，则

式中 K——理想调制的增益（等于直流母线电压）。

由式（4-14）可看出，实际上只要保证在一个工频周期内u_c对时间的积分等于零，就可以使逆变器输出的PWM波形直流分量为零。实际应用时，由于数字控制器是每隔一定的时间采样一次，因此，只要把一个工频周期的调制波u_c在每个工频周期累加，并保证它等于零，就保证了控制系统中无直流分量。如果累加之和不为零，就把该累加值作为下一个工频周期调制量u_c的补偿值，从而可以确保每一个工频周期PWM波形的直流分量为零。

（2）硬件直流分量的抑制^[20-22]

当驱动电路不对称以及功率开关管饱和压降不相等等硬件因素引起直流分量时，可以通过适时检测并网电流的直流分量，并通过一系列的数字算法，以补偿逆变桥的输出脉宽，从而抵消并网电流中的直流分量。

并网电流中除有直流分量外，还含有50Hz的交流分量，用电流传感器检测并网电流时，若通过如图4-34所示的直流分量检测电路即可抽出其中的直流分量。

分析图4-34直流分量检测电路，其传递函数为

从式（4-15）可看出：图4-34所示的直流分量检测电路实际上是两个低通滤波器的串联，从而利于直流成分传输。一方面，通过设定适当的R₃/R₁，可让直流成分有一定的放大；另一方面，若将滤波时间常数τ₁=R₃C₁和τ₂=R₄C₂设定在0.2s以上，则可基本上滤除50Hz的交流分量。这样，输入A/D采样通道的电压信号便可认为是直流分量的检测值。由于并网电流中的直流分量的检测值可正可负，需要用一双极性A/D转换器对它进行采样，该采样值就是并网电流中直流分量的数字表示形式。

图4-34 直流分量检测电路

图4-35 硬件直流分量的抑制示意图

检测到直流分量后，可以通过闭环调节使得直流分量为零。由于PWM逆变器采用全数字化控制，因此采用数字PI调节最简单，其控制结构如图4-35所示。图中i_e为直流分量检测量，将i_e和0比较后经PI调节后得到抑制直流分量所需要的修正脉宽量i_Δ，i_Δ与i_k相叠加以驱动逆变桥的功率开关管，从而消除并网电流中的直流分量。这一方案能有效地解决一般全桥逆变器中死区、电路参数不对称以及波形校正等引起的脉冲宽度不对称，从而抑制了并网电流中直流分量。

显然，上述硬件直流分量的抑制效果主要取决于直流分量检测与A/D采样的精度。

（3）基于虚拟电容控制的直流分量抑制方法^[23]

上述直流分量抑制方法是通过对输出直流分量的采样并经A/D转换成数字信号，再送入微处理器进行闭环控制处理的，从而达到消除输出直流分量的作用。利用数字控制的方法，电路简单，便于控制，但是由于直流分量相对交流输出而言，幅值要小得多，很难保证精确采样，因此会大大影响直流分量的消除效果。

实际上，可以利用电容所具有的隔直特性，将电容串联在逆变输出的主电路中，使直流分量完全降落在电容上，这样就可以从根本上消除并网电流中的直流分量。然而，为了减小基波电压在隔直电容器上的损失，应使其基波交流阻抗非常小，因此隔直电容的电容量必须选得非常大，这样不仅大大增加了成本、体积和重量，而且也降低了功率传输效率，影响了逆变器的动态特性。因此这种方法仅适用于高频逆变器以及某些中频电源系统，在工频正弦波并网逆变器中很难应用。

针对上述不足，参考文献[23]提出了基于虚拟电容概念的直流抑制方法：即采用控制方法代替输出串联电容，这不仅使并网逆变器实现零直流注入，而且又可实现隔直电容的零损耗。以单相并网逆变器为例，对应输出串联隔直电容的原理电路如图4-36所示。先考察图4-37给出的并网逆变器电流环结构的系统线性模型，如果改变电容电压反馈节点的位置便可得到等效的并网逆变器电流环结构的系统线性模型，如图4-38所示。因此，图4-36中的隔直电容C可由图4-38所示的控制策略所替代，这就是基于虚拟电容控制的直流抑制方案的基本思路。

图4-36 并网逆变器系统

图4-37 并网逆变器电流环系统线性模型

图4-38 并网逆变器电流环系统等效的线性模型

由图4-37或图4-38可得系统传递函数如下所示：

其中，G（s）是电流调节器传递函数，对于单相逆变器，为实现对正弦波电流的无静差控制，电流调节器G（s）可采用比例谐振调节器，其传递函数为

另外，为分析上述基于虚拟电容控制的直流抑制方案的特性，根据式（4-16）第一项做出系统的闭环博德图，如图4-39所示。为了便于比较，同时给出了不加隔直电容C时的系统闭环博德图。从图4-39系统闭环博德图分析看出：在零频率处，基于虚拟电容控制的系统闭环幅频特性为0，这意味着直流输入信号经过闭环系统后衰减为0，从而实现了零稳态直流电流的注入。

4.3.3.2 非隔离型光伏并网逆变器中共模电流的抑制

1.共模电流产生原理^[24，25]

在非隔离的光伏并网发电系统中，电网和光伏阵列之间存在直接的电气连接。由于太阳能电池和接地外壳之间存在对地的寄生电容，而这一寄生电容会与逆变器输出滤波元件以及电网阻抗组成共模谐振电路，如图4-40所示。当并网逆变器的功率开关动作时会引起寄生电容上电压的变化，而寄生电容上变化的共模电压能够激励这个谐振电路从而产生共模电流。共模电流的出现，增加了系统的传导损耗，降低了电磁兼容性并产生安全问题。

图4-39 系统闭环博德图

图4-40 非隔离型光伏并网系统中的寄生电容和共模电流

寄生电容的大小和直流源及环境因素有关。在光伏系统中，一般光伏组件对地的寄生电容变化范围为nF～mF。

根据i_cm=2πfC_pu_cm这一寄生电容上共模电压u_cm和共模电流i_cm之间存在的关系，光伏阵列对地的寄生电容值可用下式来估计

假设电网内部电感L远小于滤波电感L_f，滤波器的截止频率远小于谐振电路的谐振频率，共模谐振电路的谐振频率可近似为

显然，在共模谐振电路的谐振频率处会出现较大幅值的漏电流。

下面针对具体拓扑来分析光伏并网逆变器的共模问题，为方便分析，以下分全桥拓扑和半桥拓扑两类来讨论。(www.xing528.com)

（1）全桥逆变器的共模分析

图4-41所示的是全桥逆变器及其共模电压的分析电路。以电网电流正半周期为例进行分析，图中：u_a0、u_b0表示全桥逆变器交流输出a、b点对直流负母线0点的电压，u_L表示电感上的压降，u_g表示电网电压，u_cm表示寄生电容上的共模电压，i_cm表示共模谐振回路中的共模电流。

图4-41 全桥逆变器及其共模电压分析

根据基尔霍夫电压定律，可列出共模回路的电压方程：

-u_a0+u_L+u_g+u_cm=0 （4-20）

-u_b0-u_L+u_cm=0 （4-21）

由式（4-20）、式（4-21）相加可得共模电压u_cm为

u_cm=0.5（u_a0+u_b0-u_g）=0.5（u_a0+u_b0）-0.5u_g （4-22）

而流过寄生电容上的共模电流i_cm为

可见，共模电流与共模电压的变化率成正比。由于u_g工频电网电压，则由u_g在寄生电容上产生的共模电流一般可忽略，而u_a0、u_b0为PWM高频脉冲电压，共模电流主要由此激励产生。因此，工程上并网逆变器的共模电压可近似表示为

u_cm≈0.5（u_a0+u_b0） （4-24）

为了抑制共模电流，应尽量降低u_cm的频率，而开关频率的降低则带来系统性能的下降。但若能使u_cm为一定值，则能够基本消除共模电流，即功率器件所采用的PWM开关序列应使得a、b点对0点的电压之和满足：

u_a0+u_b0=定值 （4-25）

对于单相全桥拓扑，通常可以采用两种PWM调制策略来形成PWM开关序列，即单极性调制和双极性调制。不同的调制策略对共模电流的抑制效果相差很大，以下分别进行讨论。

1）单极性调制：对于图4-41所示的单相全桥拓扑，若采用单极性调制，在电网电流正半周期，VI₄一直导通，而VI₁、VI₂则采用互补通断的PWM调制；而在电网电流负半周期，VI₃一直导通，而VI₁、VI₂则采用互补通断的PWM调制。考虑到电流正、负半周期开关调制的类似性，以下只分析电网电流正半周期开关调制时的逆变器共模电压：

当VI₂关断，VI₁、VI₄导通时，共模电压为

u_cm=0.5（u_a0+u_b0）=0.5（U_PV+0）=0.5U_PV （4-26）

当VI₁关断，VI₂、VI₄导通时，共模电压为

u_cm=0.5（u_a0+u_b0）=0.5（0+0）=0 （4-27）

可见，采用单极性调制的全桥逆变器拓扑产生的共模电压其幅值在0与U_PV/2之间变化，且频率为开关频率的PWM高频脉冲电压。此共模电压激励共模谐振回路产生共模电流，其数值可达到数安，并随着开关频率的增大而线性也增加。

2）双极性调制：对于图4-41所示的单相全桥拓扑，若采用双极性调制，桥臂开关对角互补通断，即要么VI₁、VI₄导通，要么VI₂、VI₃导通，以下分析双极性调制时的逆变器共模电压：

当VI₁、VI₄导通，而VI₂、VI₃关断时

u_cm=0.5（u_a0+u_b0）=0.5（U_PV+0）=0.5U_PV （4-28）

当VI₁、VI₄关断，而VI₂、VI₃导通时

u_cm=0.5（u_a0+u_b0）=0.5（0+U_PV）=0.5U_PV （4-29）

由式（4-28）、式（4-29）不难看出：对于单相全桥并网逆变器，若采用双极性调制，在开关过程中u_cm=0.5U_PV，由于稳态时U_PV近似不变，因而u_cm近似为定值，由此所激励的共模电流近似为零。显然，对于单相全桥并网逆变器而言，若采用双极性调制则能够有效地抑制共模电流。

和单极性调制相比，虽然双极性调制能够有效地抑制共模电流，但也存在着明显的不足：在整个电网周期中，由于双极性调制时4个功率开关管都以开关频率工作，而单极性调制时只有两个功率开关可以开关频率工作，因此所产生的开关损耗是单极性调制的2倍；另外，双极性调制时其逆变器交流侧的输出电压在U_PV和-U_PV之间变化，而单极性调制时其逆变器交流侧的输出电压则在U_PV和0或-U_PV和0之间变化，因此双极性调制时其逆变器输出的电流纹波幅值是单极性调制时的2倍。

显然，采用双极性调制以抑制并网逆变器共模的方案使逆变器输出电流谐波和开关损耗均有所增加。

（2）半桥逆变器的共模分析

图4-42所示的是半桥拓扑结构。从图中可以看出，半桥拓扑中寄生电容上的共模电压与开关频率无关，为半桥均压电容上的电压u_b0。若电容C₁、C₂相等且电容量足够大，则u_b0的幅值为0.5U_PV且在功率器件开关过程中基本不变。

图4-42 半桥逆变器

因此，半桥拓扑基本不产生共模电流。但对于半桥拓扑，由于电压利用率低，直流侧需要的输入电压较高，前级可能需要Boost变换器，从而影响了半桥拓扑的效率。因此，一般实际中不常采用。

2.共模电流抑制的实用拓扑^[2，26-28]

从半桥和全桥逆变器的共模电压分析中可看出，拓扑结构以及调制方法的不同所产生的共模电压存在差异。虽然半桥拓扑和双极性调制时的全桥拓扑没有共模电流问题，但是都存在相应的问题。因此，在考虑电路效率条件下，可以适当改进并网逆变器的拓扑结构来抑制共模电流。以下分析几种能够抑制共模电流的实用拓扑结构。

（1）带交流旁路的全桥拓扑

能够抑制共模电流的带交流旁路的全桥拓扑如图4-43所示。虽然采用双极性调制的全桥拓扑能够抑制共模电流，但双极性调制将导致开关应力以及电流谐波的增加。为此，若在全桥拓扑的交流侧增加一个由两个逆导型功率开关组成的双向续流支路，使得续流回路与直流侧断开，从而使该拓扑不仅抑制了共模电流而且还使交流侧的输出电压和单极性调制相同，因此提高了逆变器的效率。下面以电网电流正半周期为例，对图4-43所示带交流旁路的全桥拓扑的共模电压进行分析。

在电网电流正半周期，VI₅始终导通而VI₆始终关断。当VI₁、VI₄导通时

u_cm=0.5（u_a0+u_b0）=0.5（U_PV+0）=0.5U_PV （4-30）

当VI₁、VI₄关断时，电流经VI₅、VI₆的反并联二极管续流，此时

图4-43 带交流旁路的全桥拓扑

u_cm=0.5（u_a0+u_b0）=0.5（0.5U_PV+0.5U_PV）=0.5U_PV （4-31）

显然由式（4-30）、式（4-31）不难看出，当U_PV不变时则共模电压始终保持恒定，因此共模电流得以消除。负半周期的换流过程及共模电压分析与正半周期时的结论类似，和采用双极性调制的单相全桥拓扑相比，该拓扑中桥臂中流过电流的调制开关的正向电压由U_PV降低为0.5U_PV，从而降低了开关损耗。另一方面，由于增加了一个新的续流通路，该拓扑的交流侧输出电压和单极性调制时的输出电压相同，从而有效地降低了输出电流的纹波，减小了滤波电感的损耗。

（2）带直流旁路的全桥拓扑

图4-43所示拓扑是在单相全桥拓扑的交流侧增加以双向功率开关构成的续流支路，以使续流回路与直流侧断开。然而也可以在直流母线上增加功率开关使续流回路与直流侧断开，这种能够抑制共模电流的带直流旁路的全桥拓扑如图4-44所示。该拓扑由6个功率开关器件和2个二极管组成。其中，VI₁～VI₄工作在工频调制模式，一般可忽略其开关损耗，而VI₅、VI₆则采用高频的PWM控制。

图4-44 带直流旁路的全桥拓扑

下面以电网电流正半周期为例，对图4-44所示带直流旁路的全桥拓扑的共模电压进行分析。

考虑电网电流的正半周期，此时VI₁、VI₄保持导通，VI₅、VI₆则采用高频的PWM调制。当VI₁、VI₄、VI₅、VI₆导通时，共模电压为

u_cm=0.5（u_a0+u_b0）=0.5（U_PV+0）=0.5U_PV （4-32）

当VI₅、VI₆关断时，存在两条续流路径，分别为：VI₁、VI₃的反并联二极管及VI₄和VI₂的反并联二极管，由此

u_cm=0.5（u_a0+u_b0）=0.5（0.5U_PV+0.5U_PV）=0.5U_PV （4-33）

电网电流负半周期的换流过程及共模电压分析与正半周期类似。显然在开关过程中，若U_PV保持不变，则共模电压恒定，从而抑制了共模电流；另外由于调制开关VI₅、VI₆的正向电压降为0.5U_PV，因而开关损耗得到降低，且交流侧输出电压与单极性调制的交流侧输出电压相同，因而电流纹波小，降低了输出滤波电感上的损耗。由于全桥桥臂上的开关管采用了工频调制，因而带直流旁路全桥拓扑的工作效率要比带交流旁路全桥拓扑的工作效率高。

（3）H5拓扑

在图4-44所示的带直流旁路的全桥拓扑中，VI₄、VI₂采用工频调制，即在电网电流的正负半周分别始终导通，而VI₆始终采用PWM控制。若将VI₄、VI₂和VI₆合并，即VI₄、VI₂在电网电流的正负半周分别以开关频率进行调制，从而省略VI₆，即可得到图4-45所示的H5拓扑。该拓扑是由德国SMA公司提出且已在我国申请了技术专利。

图4-45 H5拓扑

该拓扑中，VI₁、VI₃在电网电流的正负半周各自导通，VI₄、VI₅在电网正半周期以PWM控制，而VI₂、VI₅在电网负半周期以PWM控制。现以电网正半周期为例对其共模电压进行分析。

在电网电流正半周期，VI₁始终导通，当正弦控制波大于三角载波时，VI₅、VI₄导通，共模电压u_cm为

u_cm=0.5（u_a0+u_b0）=0.5（U_PV+0）=0.5U_PV （4-34）

当正弦调制波小于三角载波时，VI₅、VI₄关断，电流经VI₃的反并联二极管以及VI₁续流。当VI₂、VI₄、VI₅关断后，由于其关断阻抗很高，共模电流很小，阻断了寄生电容的放电，u_a0、u_b0近似保持原寄生电容的充电电压0.5U_PV，因此

u_cm=0.5（u_a0+u_b0）=0.5（0.5U_PV+0.5U_PV）=0.5U_PV （4-35）

负半周期的换流过程及共模电压分析与正半周期时类似。可见，在开关过程中，若U_PV保持不变则共模电压恒定，从而抑制了共模电流，并且交流侧输出电压也与单极性调制时的交流侧输出电压相同。

与前两种抑制共模的逆变器拓扑相比，由于减少了功率开关，并采用了独特的调制方式，这种H5拓扑具有相对较高的工作效率。德国SMA公司的Sunny Mini Central系列光伏并网逆变器就是采用这种拓扑结构，其最高效率达到98.1%，欧洲效率达到97.7%。