多级非隔离型光伏并网逆变器设计与应用

在传统拓扑的非隔离式光伏并网系统中，光伏电池组件输出电压必须在任何时刻都大于电网电压峰值，所以需要光伏电池板串联，来提高光伏系统输入电压等级。但是多个光伏电池板串联常常可能由于部分电池板被云层等外部因素遮蔽，导致光伏电池组件输出能量严重损失，光伏电池组件输出电压跌落，无法保证输出电压在任何时刻都大于电网电压峰值，使整个光伏并网系统不能正常工作。而且只通过一级能量变换常常难以很好地同时实现最大功率跟踪和并网逆变两个功能，虽然上述基于Buck-Boost电路的单级非隔离型光伏并网逆变器能克服这一不足，但其需要两组光伏阵列连接并交替工作，对此可以采用多级变换的非隔离型光伏并网逆变器来解决这一问题。

通常多级非隔离型光伏并网逆变器的拓扑有两部分构成，即前级的DC/DC变换器以及后级的DC/AC变换器，如图4-26所示。

图4-26 多级非隔离型并网逆变器结构图

多级非隔离型光伏并网逆变器的设计关键在于DC/DC变换器的电路拓扑选择，从DC/DC变换器的效率角度来看，Buck和Boost变换器效率是最高的。由于Buck变换器是降压变换器，无法升压，若要并网发电，则必须使得光伏阵列的电压要求匹配在较高等级，这将给光伏系统带来很多问题，因此Buck变换器很少用于光伏并网发电系统。Boost变换器为升压变换器，从而可以使光伏阵列工作在一个宽泛的电压范围内，因而直流侧电池组件的电压配置更加灵活；由于通过适当的控制策略可以使Boost变换器的输入端电压波动很小，因而提高了最大功率点跟踪的精度；同时Boost电路结构上与网侧逆变器下桥臂的功率管共地，驱动相对简单。可见，Boost变换器在多级非隔离型光伏并网逆变器拓扑设计中是较为理想的选择。

4.3.2.1 基本Boost多级非隔离型光伏并网逆变器

基本Boost多级非隔离型光伏并网逆变器的主电路拓扑图如图4-27所示，该电路为双级功率变换电路。前级采用Boost变换器完成直流侧光伏阵列输出电压的升压功能以及系统的最大功率点跟踪（MPPT），后级DC/AC部分一般采用经典的全桥逆变电路完成系统的并网逆变功能。

图4-27 基本Boost多级非隔离型光伏并网逆变器主电路拓扑

以下分为两级来分析其工作原理和控制过程。

1.前级Boost变换器的工作过程

图4-27中前级Boost变换器的工作过程如下：

令开关V的开关周期为T_s，占空比为D。

当0＜t＜DT_s时，V开通，电流回路为C_PV→L_b→V，此时，C_PV经V向电感L_b充电，即：u_V=0，U_L=U_PV；

当DT_s＜t＜T_s时，V关断，电流回路为C_PV→L_b→D→C→C_PV，此时，C_PV和L_b一起向C充电，即：u_V=U_C，U_L=U_PV-U_C。

考虑到电感L_b在一个周期内电流平衡，有

化简后可得Boost变换器输入输出电压关系为

U_PV=（1-D）U_C （4-12）

由于D＜1，则式（4-12）表明：前级斩波变换器的输出电压U_C大于其光伏阵列的输入电压U_PV，从而实现了升压变换功能。

2.后级全桥电路的PWM调制

光伏阵列输出的直流电在前级Boost变换器升压后，即可得到满足并网逆变电路直流侧输入电压要求的电压等级。图4-27中后级DC/AC部分采用了全桥电路拓扑，其中交流侧电感用以滤除高频谐波电流，保证并网电流品质。关于并网逆变的控制将在第5章详细讨论，以下主要分析其PWM调制过程。

对于图4-27所示的单相桥式并网逆变电路，通常采用载波反相的单极性倍频调制方式，以降低开关损耗。

图4-28所示为载波反相的单极性倍频调制方式波形图。所谓载波反相调制方式，就是指采用两个相位相反而幅值相等的载波与同一调制波相比较的PWM调制方式。通过两桥臂支路的载波反相单极性倍频调制，使各桥臂支路输出电压具有瞬时相移的二电平SPWM波，而单相桥式电路的输出电压为两桥臂支路输出电压的差。显然，两个具有瞬时相移的二电平SPWM波相减，就可得到一个三电平SPWM波。而该三电平SPWM波的脉冲数比同载波频率的双极性调制SPWM波和单极调制SPWM波的脉冲数增加一倍。

图4-28 载波反相单极性倍频调制方式

同样，也可以采用调制波反相的单极性倍频调制方式以取得同样的倍频效果。

总之，单极性倍频调制方式可以在开关频率不变的条件下，使输出SPWM波的脉动频率是常规单极性调制方式的两倍。这样，单极性倍频调制方式可在开关损耗不变的条件下，使电路输出的等效开关频率增加一倍。显然与双极性调制相比，单极性倍频调制方式具有较小的谐波分量。因此，对单相桥式电压型逆变电路而言，单极性倍频调制方式性能优于常规的单、双极性调制。(www.xing528.com)

4.3.2.2 双模式Boost多级非隔离型光伏并网逆变器

在图4-27所示的基本Boost多级非隔离型光伏并网逆变器中，前级Boost变换器与后级全桥变换器均工作于高频状态，因而开关损耗相对较大。为此，有学者提出了一种新颖的双模式（dual-mode）Boost多级非隔离型光伏并网逆变器，这种光伏并网逆变器具有体积小、寿命长、损耗低、效率高等优点，其主电路如图4-29a所示。与图4-27所示的基本Boost多级非隔离型光伏并网逆变器不同的是：双模式Boost多级非隔离型光伏并网逆变器电路增加了旁路二极管VD_b，该电路工作波形如图4-29b所示。

图4-29 双模式Boost多级非隔离型光伏并网逆变器主电路及工作波形

a）主电路 b）工作波形

1.工作原理

当输入电压U_in小于给定正弦输出电压U_out的绝对值时，Boost电路的开关V_c高频运行，前级工作在Boost电路模式下，在中间直流电容上产生准正弦变化的电压波形。同时，全桥电路以工频调制方式工作，使输出电压与电网极性同步。例如，当输出为正半波时，仅V₁和V₄开通。当输出为负半波时，仅V₂和V₃开通。此工作方式称为PWM升压模式。

当输入电压U_in大于等于给定正弦输出电压U_out的绝对值时，开关V_c关断。全桥电路在SPWM调制方式下工作。此时，输入电流不经过Boost电感L_b和二极管VD_c，而是以连续的方式从旁路二极管通过。此工作方式称为全桥逆变模式。

综上分析，无论这种双模式Boost多级非隔离型光伏并网逆变器电路工作在何种模式，同一时刻只有一级电路工作在高频模式下，与传统的基本Boost多级非隔离型光伏并网逆变器相比，降低了总的开关次数。此外，当系统工作在全桥逆变模式下，输入电流以连续的方式通过旁路二极管VD_b，而不是从电感L_b和二极管VD_c通过，减小了系统损耗。另外由于这种双模式Boost多级非隔离型光伏并网逆变器电路独特的工作模式，无需使中间直流环节保持恒定的电压，因而电路中间环节中常用的大电解电容可以用一个小容量的薄膜电容代替，从而有效地减小了系统体积、质量和损耗，增加了系统的寿命、效率和可靠性。

2.控制过程

双模式Boost多级非隔离型光伏并网逆变器两种工作模式下的控制框图如图4-30所示。

图4-30 双模式控制电路框图

当U_in＜U_out时，Boost电路进行升压，通过改变占空比D，产生准正弦脉冲调制波形；当U_in＞U_out时，全桥电路通过高频三角载波和给定正弦波比较获得触发信号，产生正弦输出信号。

前级Boost电路开关V_c和全桥逆变器开关V₁～V₄脉冲时序如图4-31所示。

4.3.2.3 双重Boost光伏并网逆变器

随着系统功率等级的越来越大，为了减少谐波含量和加快动态响应，逆变器功率处理能力和开关频率之间的矛盾越来越严重。在多级非隔离型光伏并网逆变器中，是否可以考虑将多重化、多电平以及工频调制技术相结合以解决这一矛盾，下面介绍一种基于双重Boost变换器的电流型光伏并网逆变器。

基于双重Boost变换器的电流型光伏并网逆变器其主电路拓扑如图4-32所示，其主要的设计思路就是在输入级采用电流多重化设计，为利用这一电流多重化设计而在输出级选用了电流源逆变器拓扑结构，并采用工频调制将输入级的电流多重化转化成为逆变器输出的多电平电流波形，有效地减小了网侧滤波器体积和系统损耗，具体分析如下：

图4-31 开关时序图

图4-32 双重Boost电流型并网逆变器主电路拓扑

1）多重化设计：该拓扑中由S₁、VD₁、L_i和S₂、VD₂和L_b组成两组并联的Boost变换器，电路采用载波移相PWM多重化调制技术，通过以两个反相的三角波作为载波进行PWM调制，得到S₁和S₂的驱动信号，从而为得到需要的输出电流波形提供驱动信号。由于后级采用了电流源逆变器，为使该电流源逆变器工作于工频调制模式，其电流源逆变器的输入电流必须为馒头波，其电流指令与载波移相PWM调制过程和输出波形如图4-33所示。其中双重Boost电路的具体工作过程是：若控制电感L_b上电流i_b等于0.5i_i，则当S₁、S₂都断开时，输入电流i_i分别以电流i_VD1和i_VD2流出，两者之和为i_o，且i_VD1和i_VD2都等于0.5i_i，i_o即为后级电流源逆变器的输入电流；当S₁导通、S₂断开时，i_VD1=0，i_VD2=i_b=0.5i_i，流过S₁电流也为0.5i_i，此时电感L_i作为储能元件储存光伏阵列发出的能量；当S₁断开、S₂导通时，L_i、VD₁组成的Boost变换器，将L_i储存能量传向后级的电流源逆变器，其中i_VD1=0.5i_i、i_VD2=0，另一部分电能则通过L_b储能；当S₁、S₂都导通时，L_i和L_b都作为储能元件接受来自光伏阵列光伏电能，此时i_VD1=0、i_VD2=0。

2）多电平电流和工频调制：由于前级双重Boost变换器的半正弦波调制，使双重Boost变换器的输出电流波形为各组叠加的半正弦调制的多电平波形，这一电流的多电平波形，主要含有与工频对应的半正弦信息，因此其后级的电网逆变器的开关管可以采用工频调制，从而有效地降低了电流源逆变器的开关损耗；另外，通过电流源逆变器的工频调制，其逆变器的输出电流波形为各组叠加的正弦调制的多电平波形，有效地降低了电流谐波，减小了网侧滤波器体积，改善了并网电流品质。各开关管的驱动信号以及各组叠加的正弦调制的多电平电流波形如图4-33所示。

实际上，上述双重Boost变换器的电流型光伏并网逆变器结构可以推广到多重Boost变换器的电流型光伏并网逆变器结构，并且由于主电流在多个Boost变换器中的分配使得该逆变器拓扑在大功率场合（MW级）中的应用成为可能。总之，这种逆变器拓扑的优点是功率器件的电流由于多重、多电平的电流调制和平衡分配，降低了功率器件电流的上升率，减小了系统的EMI干扰和滤波器的体积及损耗，同时输出逆变器的工频调制也降低了开关损耗，因而这些优点将有利于光伏并网系统的设计。这种多重Boost变换器的电流型光伏并网逆变器结构主要问题是：系统在较高的电压等级运行时，电路的工作效率有所下降，这主要是由于拓扑中采用了大功率电感所导致的，因此应当尽量选用低损耗的电感。

图4-33 正弦PWM驱动信号的调制过程和输出波形