单级非隔离型光伏并网逆变器的应用与性能分析

单级非隔离型光伏并网逆变器结构如图4-20所示，可见单级光伏并网逆变器只用一级能量变换就可以完成DC/AC并网逆变功能，它具有电路简单、元器件少、可靠性高、效率高、功耗低等诸多优点。

图4-20 单级非隔离型并网系统结构

实际上，当光伏阵列的输出电压满足并网逆变要求且不需要隔离时，可以将工频隔离型光伏并网逆变器各种拓扑中的隔离变压器省略，从而演变出单级非隔离型光伏并网逆变器的各种拓扑，如：全桥式、半桥式、三电平式等。

虽然，单级非隔离型光伏并网逆变器省去了工频变压器，但常规结构的单级非隔离型光伏并网逆变器其网侧均有滤波电感，而该滤波电感均流过工频电流，因此也有一定的体积和质量；另外，常规结构的单级非隔离型光伏并网逆变器要求光伏组件具有足够的电压以确保并网发电。因此可以考虑一些新思路以克服常规单级非隔离型光伏并网逆变器的不足，以下介绍两种新颖的单级非隔离型光伏并网逆变器。

4.3.1.1 基于Buck-Boost电路的单级非隔离型光伏并网逆变器

为了克服常规结构的单级非隔离型光伏并网逆变器的不足，进一步减小光伏并网逆变器的质量、体积，参考文献[14]提出了一种基于Buck-Boost电路的单级非隔离型光伏并网逆变器，其拓扑结构如图4-21所示。

图4-21 基于Buck-Boost电路的单级非隔离型光伏并网逆变器主电路拓扑

这种基于Buck-Boost电路的单级非隔离型光伏并网逆变器拓扑由两组光伏阵列和Buck-Boost型斩波器组成，由于采用Buck-Boost型斩波器，因此无需变压器便能适配较宽的光伏阵列电压以满足并网发电要求。两个Buck-Boost型斩波器工作在固定开关频率的电流不连续状态（Discontinuous Current Mode，DCM）下，并且在工频电网的正负半周中控制两组光伏阵列交替工作。由于中间储能电感的存在，这种非隔离型光伏并网逆变器的输出交流端无需接入流过工频电流的电感，因此逆变器的体积、质量大为减小。另外，与具有直流电压适配能力的多级非隔离型光伏并网逆变器相比，这种逆变系统所用开关器件的数目相对较少。

以下具体分析其逆变器每个阶段的换流过程，如图4-22所示，其中粗线描绘表明有电流流过。

第一阶段：V₁开通，其他功率管断开，光伏阵列的能量流向L₁，电容C与工频电网并联，具体换流如图4-22a所示。

第二阶段：V₂开通，其他功率管关断，储存在C或L₁中的能量释放到工频电网，具体换流如图4-22b所示。

第三、四阶段和前两阶段工作情况类似，但极性相反。

通常这种基于Buck-Boost电路的单级非隔离型光伏并网逆变器的输出功率小于1kW，主要用于户用光伏并网系统。在这个非隔离系统中，理论上不存在大地漏电流，系统的主电路也比较简单，但由于每组PV只能在工频电网的半周内工作，因而效率相对较低。

4.3.1.2 基于Z源网络的单级非隔离型光伏并网逆变器

常规的电压源单级非隔离型并网逆变器拓扑存在以下问题：

1）只能应用在直流电压高于电网电压幅值的场合，因此要想实现并网，需满足光伏输入电压要高于电网电压的条件。

图4-22 基于Buck-Boost电路的单级非隔离型光伏并网逆变器换流过程

a）第一阶段 b）第二阶段 c）第三阶段 d）第四阶段

2）同一桥壁的两个管子导通需加入死区时间，以防止直通而导致的直流侧电容短路。

3）直流侧的支撑电容值要设计得足够大来抑制直流电压纹波。

针对上述常规拓扑的不足，参考文献[29]提出了一种基于Z源网络的单级非隔离型光伏并网逆变器，相比于传统结构的光伏并网逆变器，它可以通过独特的直通状态来达到直流侧升压的目的，从而实现逆变器任意电压输出的要求。这种新型的Z源光伏并网逆变器具有：

1）理论上任意大小的光伏阵列输入电压均可通过Z源逆变器接入电网。

2）无须死区，因此并网电流具有更好的波形品质。

图4-23为基于Z源网络的单级非隔离型光伏并网逆变器的一般拓扑，该拓扑由光伏阵列、二极管VD、Z源对称网络（L₁=L₂，C₁=C₂）、全桥逆变器（S₁～S₄）以及输出滤波环节五部分组成。

在传统的电压型逆变器中，同一桥臂上下开关管同时导通（直通状态）是被禁止的，因为在这种情况下，输入端直流电容会因瞬间的直通而导致电流突增从而损坏开关器件。但Z源网络的引入使直通状态在逆变器中成为可能，整个Z源逆变器也正是通过这个直通状态为逆变器提供了独特的升压特性。(www.xing528.com)

图4-23 基于Z源网络的单级非隔离型光伏并网逆变器拓扑

下面具体介绍Z源逆变器的工作原理。图4-24给出了Z源逆变器从直流侧看过去的等效电路拓扑，其中逆变桥及后续输出电路可近似等效为一受控电流源i_in。

由于Z源逆变器具有直通状态，因此根据一个开关周期T_s中Z源逆变器是否工作在直通开关状态可将图4-24所示的电路分两种情况来讨论，如图4-25所示。同时为了分析的简便，假设Z源网络为对称网络，即

L₁=L₂，C₁=C₂ （4-1）

稳态时，由电路的对称性，有

图4-24 Z源逆变器等效电路

图4-25 Z源逆变器系统等效电路

a）非直通状态系统等效电路 b）直通状态系统等效电路

1）当系统工作在非直通状态时，输入二极管VD正向导通。若一个开关周期T_s中非直通状态运行时间为T₁，此时Z源逆变器等效电路如图4-25a所示，由图可得

联立式（4-3）、式（4-4）得

U_in=2U_C-U_PV （4-5）

2）当系统工作在直通状态时，二极管VD承受反压截止。若一个开关周期T_s中直通状态运行时间为T₀，且T₀=T_s-T₁，此时Z源逆变器等效电路如图4-25b所示，由图有

稳态时，Z源电感L₁（L₂）在开关周期T_s内应满足伏秒特性（一个开关周期的平均储能为零），即

（U_PV-U_C）T₁+U_CT₀=0 （4-7）

化简式（4-7），得Z源电容电压

式中 d₀——直通占空比，d₀=T₀/T_s。

在非直通状态下，逆变桥母线电压U_in可写成

式中 B——升压因子，B=1/（1-2d₀）。

通过上述方程的推导，可以得到一个重要的结论：电压型Z源逆变器可以实现逆变器输出电压或高于、或低于直流输入电压，且不需要额外的中间级变换电路，是一种主动形态的Buck-Boost型变换电路，具有较大的输入电压范围；而对于传统的电压型逆变器，逆变器输出电压总是低于直流输入电压。