交流调压电路采用双向交流开关进行交流电压的控制，如把两个晶闸管反并联后串联在交流电路中，通过对晶闸管的控制就可以达到调节输出交流电压的目的。
交流调压电路广泛应用于灯光控制（调光台灯和舞台灯管控制）及异步电动机的软启动、异步电动机调速，也常用于对电力系统中无功功率的连续调节。
此外在高电压小电流或低电压大电流直流电源中，也常采用交流调压电路调节变压器一次侧电压，如采用晶闸管相控整流电路，要得到高电压小电流可控直流电源就需要很多晶闸管串联，同样要得到低电压大电流直流电源需要很多晶闸管并联，这都是不合理的。采用交流调压电路在变压器一次侧调压，其电压电流值都比较适中，在变压器二次侧只要用二极管整流就可以了。这样的电路体积小、成本低、易于设计制造。
交流调压电路一般有两种控制方式，即相位控制和斩波控制。
（1）相位控制。与可控整流电路的移相触发控制类似，在交流电压的正半周触发导通正向晶闸管，在负半周触发导通反向晶闸管，且保持两只晶闸管的移相角相同，以保证向负载输出正负半周对称的交流电压波形。
相位控制方法简单，能连续调节输出电压的大小。但输出电压波形为非正弦，含有相当成分的低次谐波，会在负载中引起附加谐波损耗，给设备运行带来不利的影响。
（2）斩波控制。斩波控制利用脉宽（PWM）技术将正弦交流电压波形分割成脉冲列，通过改变脉冲的占空比调节输出电压。斩波控制输出电压的大小可以连续调节，谐波含量小，基本上克服了相位控制的缺点。斩波控制调压电路须采用全控型高频电力电子器件。
实际应用中，采用相位控制的晶闸管交流调压电路应用范围最广。
交流调压电路可分为单相交流调压电路和三相交流调压电路。前者是后者的基础，也是本节的重点。
6.1.1 单相交流调压电路
和整流电路一样，交流调压电路的工作情况也和负载性质有很大的关系，应分别讨论带电阻负载和阻感负载时的工作情况。
1.电阻负载
图6-1为带电阻负载的单相交流调压电路图及其波形。图中的晶闸管VT1和VT2也可以用一个双向晶闸管代替。在交流电源1u的正半周和负半周，分别对VT1和VT2的触发延迟角α进行控制就可以调节输出电压。正、负半周α起始时刻（α=0）均为电压过零时刻。在稳态情况下，应使正、负半周的α相等。可以看出，负载电压波形是电源电压波形的一部分，负载电流（也即电源电流）和负载电压的波形相同，因此通过触发延迟角α的变换就可实现输出电压的控制。
图6-1 电阻负载单相交流调压电路及其波形
上述电路在触发延迟角为α时，输出电压的数学表达式为
式中，U1为电源电压有效值。
（1）负载电压有效值Uo为
（2）负载电流有效值Io为
（3）流过晶闸管VT1中电流的数学式为
有效值IVT为
（4）电路的功率因数λ为
从图6-1及以上各式可以看出，α的移相范围为0≤α≤π。当α=0时，相当于晶闸管一直导通，输出电压为最大值， Uo =U1。随着α的增大，Uo逐渐减小。直到α=π时，Uo=0。此外，α=0时，功率因数λ=1，随着α的增大，输入电流滞后于电压且发生畸变，λ也逐渐降低。
例6-1 一调光台灯由单相交流调压电路供电，设该台灯可看作电阻负载，在α=0时输出功率为最大值。试求功率为最大输出功率的80%、50%时的开通角α。
解：α=0时输出电压最大，为
此时负载电流最大，为
因此最大输出功率为
（1）输出功率为最大输出功率的80%，则
即
由
解得： α= 60.54°
（2）同理，输出功率为最大功率的50%，有
由
得
2.阻感负载
带阻感负载的单相交流调压电路图及其波形如图6-2所示。
图6-2 阻感负载单相交流调压电路及其波形
设负载的阻抗角为 φ= arctan(ωL/R)。如果用导线把晶闸管完全短接，稳态时负载电流应为正弦波，其相位滞后于电源电压u1的角度为φ。在用晶闸管控制时，由于只能通过触发延迟角α推迟晶闸管的导通，所以晶闸管的触发脉冲应在电流过零点之后，使负载电流更为滞后，而无法使其超前。为了方便，把α=0的时刻仍定在电源电压过零的时刻，显然，阻感负载下稳态时α的移相范围为 φ≤ α ≤ π。
1）负载电流io
当在 tω=α时刻开通晶闸管VT1，负载电流应满足如下微分方程式和初始条件:
解该方程得
式中，
θ为晶闸管导通角。
VT2导通时，上述关系完全相同，只是io的极性相反，且相位相差180°。负载电流有效值Io分别为
2）晶闸管导通角θ
根据（6-8）式，利用边界条件： tω=α+θ时io=0，可求得θ
3）晶闸管电流有效值IVT
VT1和VT2两个晶闸管轮流导通，得到负载电流io。故每个晶闸管流过电流的有效值为
4）负载电压有效值Uo
如上所述，阻感负载时α的移相范围为 φ≤ α ≤ π。但当α＜φ时，并非电路不能工作，下面就来分析这种情况。(www.xing528.com)
当 φ＜α＜ π时，VT1和VT2的导通角θ均小于π，α越小则θ越大；α=φ时，θ=π。当α继续减小，例如在0≤α＜φ的某一时刻触发VT1，则VT1的导通时间将超过π。到ωt=π+α时刻触发VT2时，负载电流io尚未过零，VT1仍在导通，VT2不会开通，直到io过零后，如VT2的触发脉冲有足够的宽度而尚未消失（图6-3所示），VT2就会开通。因为α＜φ，VT1提前开通，负载L被过充电，其放电时间也将延长，使得VT1结束导电时刻大于π+φ，并使VT2推迟开通，VT2的导通角当然小于π。
图6-3 α<φ 时阻感负载交流调压电路工作波形
在这种情况下，由式（6-7）和式（6-8）所得到的io表达式仍是适用的，只是 ωt的适用范围不再是α≤ ω t ≤α +θ，而是扩展到α≤ ω t＜∞，因为这种情况下io已不存在断流区，其过渡过程和带R-L负载的单相交流电路在 ωt=α（α＜φ）时合闸所发生的过渡过程完全相同。可以看出，io由两个分量组成，第一项为正弦稳态分量，第二项为指数衰减分量。在指数分量衰减过程中，VT1的导通时间逐渐缩短，VT2的导通时间逐渐延长。当指数分量衰减到零后，VT1和VT2的导通时间趋近到π，其稳态的工作情况和α=φ时完全相同。整个过程的工作波形如图6-3所示。
例6-2 一单相交流调压器，输入交流电压为220 V，50 Hz，带阻感负载，其中R=8Ω，XL = 6Ω。求α分别为π/6、π/3时的输出电压、电流有效值及输入功率和功率因数。
解：负载阻抗及负载阻抗角分别为
因此触发延迟角α的变化范围为
即
0.6435≤α＜π
（1）当 α= π/6时，由于α＜φ，因此晶闸管调压器全开放，输出电压为完整的正弦波，负载电流也为最大，此时输出功率最大，为
输入功率为
功率因数为
实际上，此时功率因数也就是负载阻抗角的余弦。
（2）当α=π/3时，先计算晶闸管的导通角，由式（6-10）得
解上式可得晶闸管导通角为
流过晶闸管电流有效值为
负载电流的有效值为
输入功率为
功率因数为
3.斩控式交流调压电路
斩控式交流调压电路的原理图如图6-4所示，图中V1、V2、VD1、VD2构成一个双向可控开关，为主开关，V3、V4分别为对应的续流管。
图6-4 斩控式交流调压电路原理图
若为电阻性负载，负载电压和负载电流波形形状相同，有电压时有电流，当电压为零时，电流也为零。电压和电流波形如图6-5（a）所示，交流电压为正时，V1按斩波方式工作，交流电压为负时，V2按斩波方式工作，由于没有续流的作用，所以V3和V4不工作。
图6-5 斩控式交流调压电路波形
在u1正半周，控制V1导通。当V1导通时，uo=u1；当V1关断时，uo=0。在u1负半周，控制V2导通。当V2导通时，uo=u1；当V2关断时，uo=0。电路用V1、V2进行斩波控制，设斩波器件（V1、V2）导通时间为ton，开关周期为T，则导通比D=ton/T，通过改变D来调节输出电压。
图6-5（a）可以看出，电源电流i1的基波分量是和电源电压u1同相位的，即位移因数为1。另外，通过傅立叶分析可知，电源电流中不含低次谐波，只含和开关周期T有关的高次谐波。这些高次谐波用很小的滤波器即可滤除，这时电路的功率因数接近1。
如为阻感负载，负载电流滞后于负载电压，电压变负时，电流仍然为正。因此，在阻感负载时，开关管有两种工作方式。
1）互补型控制方式
互补型控制方式是指当V1导通时V4关断，当V1关断时V4导通；当V2导通时V3关断，当V2关断时V3导通。当电流为正时，V1、V4按斩波方式工作，V2、V3不工作。当电流为负时，V2、V3按斩波方式工作，V1、V4不工作。
在电压正半周的 ωt1 ~ ωt2期间，V1导通时V4关断，负载电流经交流电源、V1流过负载，当V1关断时，V4导通，由于是阻感负载，电感的自感电势使负载电流经V4续流。在电压过零变负时的 ωt2 ~ ωt3期间，电流仍然为正，V4导通时V1关断，电感的自感电势使负载电流经V4续流，当V4关断时V1导通，由于是阻感负载，电感的自感电势使负载电流经交流电源、V1流过负载。在 ωt1 ~ ωt3期间，V2和V3不工作。当负载电流降为零后，即在 ωt3 ~ ωt5期间，V2和V3工作情况和电流为正时V1和V4的工作情况相同。互补型控制方式的动作过程见表6-1。
表6-1 阻感负载、互补型控制方式时开关管工作情况
电路用V1、V2进行斩波控制，用V3、V4给负载电流提供续流通道。当V1导通V4关断和V2导通V3关断时，uo=u1。V1关断V4导通和V2关断V3导通时，uo=0。如斩波器件（V1、V2）导通时间为ton，开关周期为T，则导通比 α= ton/T ，通过改变D来调节输出电压。
由于实际开关为非理想开关，在主开关管和续流管相互切换的过程中，很可能会因为开关导通、关断的延迟造成电路产生过电压。因此为防止发生上述情况，还需要采取其他措施，如采用缓冲电路来限制过电压。这是互补控制方式的不足之处。
2）非互补型控制方式
非互补型控制方式是指当电压和电流为正时，V1按斩波方式工作，V4一直有驱动信号，V2和V3断开不工作；当电压为负、电流为正时，V4按斩波方式工作，V1一直有驱动信号，V2和V3断开不工作；当电压和电流为负时，V2按斩波方式工作，V3一直有驱动信号，V1和V4断开不工作；当电压为正、电流为负时，V3按斩波方式工作，V2一直有驱动信号，V1和 V4断开不工作。其工作情况与互补型控制方式相同，但可以克服互补型控制方式的不足，不会出现由于开关管开通和关断延时造成回路过电压。
非互补型控制方式的动作过程见表6-2。
表6-2 阻感负载、非互补型控制方式时开关管工作情况
交流斩波调压与相控调压相比，克服了输出电压谐波分量大、控制角α较大时功率因数低以及电源测电流谐波分量高等缺点。在一定的导通比下，斩波频率越高，感性负载的畸变越小，波形越接近正弦波，电路功率因数也越高，但电路中开关管的开关次数增加，换流损耗也相应增加。相反，在一定的斩波频率下，把脉冲宽度变得很窄，则输出电压变低，谐波分量增加。
6.1.2 三相交流调压电路
根据三相联结形式的不同，三相交流调压电路具有多种形式。图6-6（a）是星形联结，图6-6（b）是支路控制三角形联结，图6-6（c）是中点控制三角形联结。其中图6-6（a）和6-6（b）两种电路最常用，下面简单介绍星形联结电路的基本工作原理和特性。
图6-6 三相交流调压电路
如图6-6（a）所示，这种电路又可分为三相三线和三相四线两种情况。三相四线时相当于三个单相交流调压电路的组合，三相互相错开120°工作，单相交流调压电路的工作原理和分析方法均适用于这种电路。在单相交流调压电路中，电流中含有基波和各奇次谐波。组成三相电路后，基波和3的整数倍数次以外的谐波在三相之间流动，不流过中性线。而三相的3的整数倍次谐波是同相位的，不能在各相之间流动，全部流过中性线。因此中性线中会有很大的3次谐波电流及其他3的整数倍次谐波电流。当α=90°时，中性线电流甚至和各相电流的有效值接近。在选择导线线径和变压器时必须注意这一问题。
下面分析三相三线时的工作原理，主要分析电阻负载时的情况。任一相在导通时必须和另一相构成回路，因此和三相桥式全控整流电路一样，电流流通路径中有两个晶闸管，所以应采用双脉冲或宽脉冲触发。三相的触发脉冲应依次相差120°，同一相的两个反并联晶闸管触发脉冲应相差180°，因此和三相桥式全控整流电路一样，触发脉冲顺序也是VT1～VT6，依次相差60°。
如果把晶闸管换成二极管可以看出，相电流和相电压同相位，且相电压过零时二极管开始导通。因此把相电压过零点定为触发延迟角α的起点。三相三线电路中，两相间导通是靠线电压导通的，而线电压超前相电压30°，因此α角的移相范围为0°～150°。
在任一时刻，电路可以根据晶闸管导通状态分为三种情况：一种是三相中各有一个晶闸管导通，这时负载相电压就是电源相电压；另一种是两相中各有一个晶闸管导通，另一相不导通，这时导通相的负载相电压是电源线电压的一半；第三种是三相晶闸管均不导通，这时负载电压为零。根据任一时刻导通晶闸管个数以及半个周波内电流是否连续，可将0°～150°的移相范围分为如下三段：
（1）0° ≤α ＜ 60°范围内，电路处于三个晶闸管导通与两个晶闸管导通的交替状态，每个晶闸管导通角为180°-α。但α=0°时是一种特殊情况，一直是三个晶闸管导通。
（2）60° ≤α ＜ 90°范围内，任一时刻都是两个晶闸管导通，每个晶闸管的导通角为120°。
（3）90° ≤α ＜150°范围内，电路处于两个晶闸管导通与无晶闸管导通的交替状态，每个晶闸管导通角为300°-2α，而且这个导通角被分割为不连续的两部分，在半周波内形成两个断续的波头，各占150°-α。
图6-7给出了α分别为30°、60°和120°时a相负载上的电压波形及晶闸管导通区间示意图，分别作为这三段移相范围的典型示例。因为是电阻负载，所以负载电流（也即电源电流）波形与负载相电压波形一致。
从波形上可以看出，电流中也含有很多谐波。进行傅立叶分析后可知，其中所含谐波的次数为6 k ± 1( k= 1,2,3,…)，这和三相桥式全控整流电路交流侧电流所含谐波的次数完全相同，而且也是谐波的次数越低，其含量越大。和单相交流调压电路相比，这里没有3的整数倍次谐波，因为在三相对称时，它们不能流过三相三线电路。
图6-7 不同α 时负载相电压波形及晶闸管导通区间
在阻感负载的情况下，可参照电阻负载和前述单相阻感负载时的分析方法，只是情况更复杂一些。α=φ时，负载电流最大且为正弦波，相当于晶闸管全部被短接的情况。一般来说，电感大时，谐波电流的含量要小一些。
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