高压大容量逆变器的复合结构设计

某些应用领域需要高压大电流的逆变器，例如10 MVA，甚至更大容量的逆变器。目前最大容量的半控型开关器件晶闸管SCR和最大容量的全控型开关器件GTO其额定电压、电流也都只能达到6～8.5 kV、3 000～6 000 A。IGBT和Power MOSFET额定电压、电流更小。因此用六个开关组成的三相桥式逆变电路其输出功率常常不能满足要求。采用几个开关器件直接串联、并联，由于难以确保各开关器件工作中（特别是在开通、关断过程中）的电压、电流分配完全一致，也不是扩大逆变器输出容量的有效措施。虽然采用多电平开关电路能提高直流输入工作电压从而扩大逆变器输出功率，但超过三电平的逆变器电路结构过于复杂，也不是一个扩大逆变器输出容量的好途径。在大容量的应用中，采用几个变压器将多个三相桥式（或单相桥式）逆变器组成一个复合结构，扩大逆变器的输出容量是一个有效途径。特别是在需要高压输出或需要很大电流很低电压输出的应用中。

对逆变器的两个最基本的技术要求是输出电压可以调控，输出电压波形中的谐波含量在允许值以内。通过对全控型开关器件的多脉波PWM控制、SPWM控制、SVPWM控制都可以由逆变器内部实现输出电压的调控，并使输出电压中的低次谐波消失，剩余的高次谐波只需要很小的滤波器即可滤去大部分高次谐波，使负载电压中的谐波被控制在允许值以下。但是多脉冲的PWM控制要求开关器件能在高频下工作，开关损耗大，发热温升问题严重。如果大容量逆变器的负载是交流电动机（大容量逆变器的主要负载就是高压大功率交流电动机），电动机的电枢电感通常可以对较高次谐波电压起滤波作用，使电枢电流中的谐波电流被限制在允许值以内。这时逆变器的输出电压就不一定非要采用高频多脉冲SPWM控制。单个三相桥式逆变电路输出容量不足以满足负载要求时，如果采用两个、四个或八个三相桥式逆变电路，每个三相桥式逆变电路都按180°导电方式工作[如图4-13（a）所示]。在每周波中，每个开关只通、断一次，每个三相桥式逆变电路输出线电压都是120°的方波。若令各个三相桥式逆变器的同一相（例如A相）的输出电压彼此相差一定的相位角，通过几个变压器将各个三相逆变器的输出电压复合相加后输出一个总逆变电压，适当设计各个逆变变压器的变比和变压器副边的联结方式，就可以消除总的输出电压中的5、7等低次谐波，并调控总输出电压中的基波电压的大小。这种逆变器就称之为复合结构逆变器。

图4-23中两个三相桥式逆变器Ⅰ、Ⅱ的输出分别接到两个三相变压器的一次绕组。两个变压器的一次绕组匝数为Np，变压器T1的二次绕组匝数为Ns，变压器T2的二次绕组每相有两个相同的绕组，其匝数都是图4-22中两个变压器画在同一水平方向上的绕组是位于同一铁心柱上的。逆变器Ⅰ、Ⅱ都按180°导电方式工作。因此各变压器一次侧线电压都是120°方波，幅值为 Vd。变压器T1的二次绕组a1上电压与其一次侧电压同相，变压器T2的二次绕组a21上电压与其一次侧电压同相，若控制逆变器Ⅱ的各相开关器件的通断时间起始点比逆变器Ⅰ各相开关器件延迟30°，则逆变器Ⅱ在相位上比逆变器Ⅰ滞后30°，即滞后30°，那么二次侧电压也应比滞后30°。将变压器T1的二次侧电压与变压器T2的二次侧电压相加，再与变压器T2的二次侧电压相减构成U相输出电压，如图4-24所示。

图4-23 三相电压型二重逆变电路

图4-25画出了va1、va21、vb22的波形。va1为120°方波，幅值为 (Ns /Np )×Vd ，va21也是120°方波，但幅值为滞后30°。变压器T2二次绕组b22的电压应比其二次绕组a22的电压滞后120°。由图4-24的矢量图可知应超前30°。图4-25画出了 vU = va1 + va21 - vb22的波形图，在选取坐标原点情况下，由120°方波的公式得到

图4-24 矢量图

比滞后30°，故有(www.xing528.com)

比超前30°，故有

由于cos( A+B ) + cos( A- B) = 2cos A · cos B ，将va1+ va21 +( -vb22)相加得到

因此采用图4-23中两个三相逆变器Ⅰ和Ⅱ，通过两个变压器的二次绕组复合联结，只要变压器T2的变比比变压器T1小倍，且逆变器Ⅱ比逆变器Ⅰ滞后30°，那么复合联结后输出电压中就消除了5次和7次谐波。图4-25所示的vU波形每周期中有三个电压台阶，一个整周期中有4×3＝12个台阶，故被称为12阶梯波。

图4-25 电压波形合成

180°方波中含有3、5、7、9等奇次谐波。两个相差60°的180°方波叠加时，变成一个120°宽的方波，其中不再含有3次谐波。这两个180°方波的基波相差60°，故3次谐波相差180°，即两个3次谐波大小相等，方向相反，互相抵消，故叠加后的波形中不再有3次谐波。同理两个120°的方波（其中都含有5次和7次谐波），若相差36°，则它们的5次谐波相差5×36°＝180°，因此叠加后不再含5次谐波。若两个120°方波相差则它们的7次谐波相差180°而互相抵消。因此两个120°方波不经过变压器直接叠加时，选定适当的相差角只能消除一个谐波。但是像图4-23那样采用变压器复合输出电压，若第一个变压器T1变比为（Np、Ns分别为一次、二次绕组匝数），适当地选择第二个变压器T2的变比和电压复合方式（变压器T2有两个二次绕组），在相角差为30°情况下，可以同时消除5次和7次谐波。其输出电压为式（4-48），其中最低次谐波为11次。

需要说明的是：上述的两个逆变器通过变压器的复合结构得到12阶梯波，其输出电压中的基波电压大小是不能调节控制的。在大容量逆变器应用中通常采用两组上述结构的12阶梯逆变器组，将它们的输出电压叠加后再输出，控制这两组12阶梯逆变器输出电压之间的相位差来调控输出电压。限于篇幅，请参考文献[2]的相关章节。