稳定反射镜系统的控制设计：保障LOS平台稳定性和高性能指向

1.瞄准线稳定平台设计方法

根据误差分布情况确定子系统和各部件的性能指标要求，然而子系统与其性能类似，内部依然存在相关性。在设计过程中，准确把握影响稳定平台和瞄准线稳定控制系统性能的各种影响非常重要。图5-31给出了描述内部之间关系的流程图。

图5-31　稳定平台设计标准和流程

多轴稳定平台通常在每个转轴上都有电动机驱动机构、旋转角度传感器、滑环及轴承等，平台的尺寸由稳定对象的体积和质量决定，因此，也会影响驱动机构的尺寸和平台固有的扰动特性。从稳定的角度看，转动惯量越大，越有利于稳定，但需要更大的电动机驱动力矩和较大的齿轮轴承机构，从而会导致摩擦增加。对于结构复杂、尺寸大的稳定系统，反射镜稳定是一种替代方案。稳定平台整体结构的设计必须有足够的刚性，以便能够抵御外部负载和线加速度产生的力和力矩影响，例如风阻和气流等。由于不平衡力矩的存在，线性扰动也会引起严重的LOS 角度扰动。稳定平台的尺寸反过来又会影响轴承、密封和结构，从而影响摩擦和LOS 的稳定性能。通常情况下，轴承越大，所产生的摩擦也就越大，为了满足恶劣环境的使用要求，密封很重要，但密封是非常大的摩擦产生源。在整个驱动力矩预算中，高速转向和平台角速率需求往往是非常主要的缘由，由于黏性摩擦、弹性抑制、轴间角速度耦合等因素的存在，平台的角运动会产生很大的扰动力矩。

此外，还必须考虑噪声输入，这些与误差及转矩都有关系。速率和位置控制环的低频噪声都会影响LOS 的稳定性能，而高频噪声会影响转矩的预算需求。在设计过程中，扰动输入和高速转向需求不应过高，这一点非常重要。所有动态转矩之和得到每个轴的整体扰动转矩，每个轴的驱动必须能够补偿所有扰动力矩。为了获得需要的稳定和指向性能，要求控制系统驱动具有足够高的响应带宽。

严谨的设计过程首先要保证LOS 控制系统，包括稳定平台、伺服、传感器等各部组件要与系统的整体性能需求兼容，要充分理解各种影响LOS 系统设计相关因素之间的相互关系，然后确定设计规划。理想情况下，LOS 控制系统的设计所涉及的各部件要并行完成，综合考虑。图5-32给出了典型的设计方法，稳定平台的性能指标、负载的质量和尺寸、外部尺寸要求、扰动环境等数据都是LOS 设计必须确定的。

采用模拟电路实现瞄准线稳定控制，存在控制器参数不易调整、体积大、成本高、抗干扰能力弱和电路复杂等缺点。数字式控制系统采用处理器通过软件完成信号处理和控制算法，便于参数优化和先进算法的实现，具有灵活性和可靠性高等特点。稳瞄系统数字化设计首先依据系统的整体结构，确定体制策略与硬件设计思路，利用双轴速率陀螺实时反馈瞄准线的速率。为了保持瞄准线在惯性空间的稳定，以此为误差信号传给控制器，经过处理补偿后，控制力矩电动机直接驱动稳定平台或反射镜，实现瞄准线的稳定。图5-33所示为控制系统硬件结构图。

图5-32　稳定平台设计方法

2.控制系统的硬件结构设计

硬件结构是系统功能实现的基础。目前DSP 数字信号处理器的广泛应用使得系统数字化与信息化设计变得更加容易，以TMS320F28335 为主控芯片开展硬件结构设计。

（1）系统的功能分析

稳瞄伺服系统功能示意图如图5-34所示。惯性传感器实时敏感反射镜组件的速率变化并将数据传到DSP 主控芯片中，主控芯片通过惯性传感器敏感的信号进行反馈运算，之后依据运算结果驱动直流力矩伺服电动机完成陀螺稳定平台的转动，从而保证瞄准线的空间位置稳定与瞄准跟踪。硬件系统主要需要实现以下几方面功能：

图5-33　控制系统硬件结构图

图5-34　系统功能示意图

① 电源供电：通过电源芯片进行电压的转换供电，根据实际电压需求选择电源芯片，实现整个系统的正常运转。

② 数据采集功能：采集角度传感器、角速率陀螺仪等传感器的信号，包括AI 通道与DI 通道数据采集。

③ A/D 转换：对系统采集到的模拟信号进行转换，转换成数字信号用主控芯片进行处理。

④ D/A 转换：对系统处理后的数字信号进行转换，转换成模拟信号对电动机或其他外围部件进行控制。

⑤ 通信功能：利用通信模块实现硬件系统与上位机及硬件系统电路板之间进行实时通信，完成指令及参数的接收和返回。

⑥ 驱动电动机电路：利用电路将电动机驱动连接在硬件系统中，实现力矩电动机的力矩输出控制和转速控制。

⑦ 平台控制：通过指令、数据预处理，实现控制算法的高速运算及输出量控制，使系统实现各种功能。

（2）硬件系统的整体设计

根据分析可知，稳瞄伺服系统包括方位环控制部分和俯仰环控制部分，两部分相互独立且结构相似，均由以下几个模块组成：电源模块、DSP 主控芯片模块、A/D 和D/A 转换模块、电平转换模块、RDC 旋变转换模块及CAN通信模块等。首先，DSP 主控芯片接收经A/D 转换后的输入信号，包括外部操纵台的指令信号、速率陀螺仪及角度传感器的输出信号等，对这些数字信号进行处理和运算，运算结果经D/A 转换后，通过功率放大驱动俯仰力矩电动机转动，从而实现对稳瞄平台的精确控制。

具体的硬件结构图如图5-35所示。

图5-35　控制系统硬件结构图

1）系统电源设计

为了提高控制系统的性能和整个系统的可靠性，稳定低噪声的电源至关重要，尤其对于高速信号处理器和高精度A/D 转换集成的混合数字控制系统而言，电源的作用尤为突出。瞄准线稳定控制系统的电源主要分成两部分：TMS320F28335 高速数字信号处理器供电电源和外围各子模块的隔离接口驱动电源。其中，DSP 处理器内部采用低电压供电模式，内核供电电压为1.6 V，I/O 端口引脚电压为3.3 V，分别给模拟和数字两部分供电。而本系统中，电源板只能提供+5 V 和±15 V 的电压，因此+3.3 V 和+1.9 V 的电压就必须通过电源芯片进行转换得到。本系统采用了美国TI 公司推出了一款双路低压差电源调整器TPS767D301 作为电源芯片。该芯片具备两路电压输出，其中一路输出固定电压3.3 V，另一路输出电压可在1.5～5.5 V 之间调整，并且两路输出的电流最大可达1 A，完全满足系统要求。

当采用双电源器件芯片设计系统时，需要考虑系统上电或掉电操作过程中内核和I/O 供电的相对电压和上电次序。通常情况下，芯片内部内核和外部I/O 模块采用独立的供电结构，如果在上电或掉电过程中两个电压的供电起点和上升速度不同，则会在独立的结构（内部内核和外部I/O 模块）之间产生电流，这样会影响系统初始化状态，甚至影响器件的寿命。而且隔离模块之间的电流还会触发器件本身的闭锁保护。尽管TI 公司的数字信号处理器上电过程中允许两种供电有一定的时间差，但为了提高系统的稳定性和延长器件的使用寿命，在设计时必须考虑上电、掉电次序问题。

对于单3.3 V 供电（内核和I/O 都为3.3 V）或双电源（如内核1.8 V 和I/O 3.3 V）的DSP 系统，有几种方法可以保证内核先于外部I/O 供电，从而避免产生系统级总线冲突。对于DSP 内核和外设供电次序控制，可以采用多种方法。采用分离元件p 通道MOSFET 管或者TI 公司提供的电源分配开关，都可以实现在DSP 内核供电过程中隔离内核和外部I/O 器件电源及控制上电次序的目的。下面介绍利用p 通道MOSFET 管实现电源上电控制的方法。

2）处理器核心功能模块

瞄准线稳定控制平台工作原理及其控制结构如图5-36所示。整个控制系统的硬件应该包括以下几个部分：F28335 DSP 及其外围电路、速率陀螺仪信号采集模块、角度传感器信号采集模块、操纵台信号采集模块、通信模块、D/A 转换模块、功率放大模块及电源模块。核心控制板具有如下功能：

① 多通道DSP、模拟接口、通信接口隔离电源，提高系统的抗干扰能力；

② 电源监测及看门狗复位电路，保证系统的可靠性；

③ 单路隔离RS-232 增强型主机通信接口，可实现上位机或其他设备通信；

④ 双路隔离RS-422/485 通信接口，实现串行传感器接口或其他模块数据交换；

⑤ 隔离CAN 总线接口，可做终端节点或其他任意节点；

⑥ 外部扩展12 通道16 位可同步采集A/D 转换接口，输入范围±15 V；

⑦ 8 通道14 位同步D/A 输出接口，输出范围±10 V；

⑧ 片上16 路12 位A/D 转换器，包含两个采样保持器，最快的转换速度（S/H+转换）为80 ns；

图5-36　DSP 双电源供电系统原理

⑨ 带隔离ePWM、eCAP、eQEP 接口；

⑩ 隔离数字量I/O 接口；

⑪ 双通道旋变接口，绝对位置检测；

⑫ 扩展零等待512 KB SRAM；

⑬ 内部存储器：34 KB 的SRAM，以及256 KB 可加密的FLASH；

⑭ 板上30 MHz 集成晶振及相关时钟电路；

⑮ 4 个数据、地址、I/O 及控制信号扩展接口，扩展所有DSP 的功能引脚；

⑯ 板上含有1 个IEEE 1149 标准JTAG 连接器接口；

⑰ 可单电源5V 供电，也可通过扩展接口从扩展板供电。

DSP 控制核心板三维布局图如图5-37所示。

图5-37　DSP 控制核心板三维布局图

3）复位及看门狗电路

通常情况下，复位电路包括上电复位、手动复位、电源监测复位及看门狗复位等，无论哪种复位，其基本功能都是保障系统能够正常启动。在电路设计时，手动和上电复位主要考虑能够手动去抖、保证上电复位时间等。电源监测复位主要是通过对系统电源进行监测，一旦出现超出设定的标准阈值，则使处理器复位，重新运行，防止系统跑飞而不能正常工作。看门狗系统主要完成系统软件程序监测，采用固定时间触发看门狗定时器方式，使看门狗一直处于计数状态，一旦系统软件出现异常而在看门狗计数周期内没有对其进行清零操作，则认为系统软件故障而产生复位信号，使CPU复位。

为兼顾手动复位、电源检测及外部看门狗功能，系统选择MAX706 实现系统的复位与程序运行状态检测控制。MAX706 系列监控器是MAXIM 公司生产的具有代表性的多功能微处理器监控电路，除看门狗功能外，还具有上电自动复位功能、人工复位功能及低电压报警功能，使用方便、可靠，如图5-38所示。MAX706AT 是MAXIM 公司推出的内有看门狗定时器的微处理器监控芯片，它是一组CMOS 监控电路，能够监控电源电压、电池故障和微处理器（MPU 或mP）或微控制器（MCL 或mC）的工作状态。MAX706AT主要有以下几个功能：上电/掉电，以及供电电压不足时输出复位；独立的“看门狗”电路，“看门狗”定时时间为1.6 s；1.25 V 门限检测器，可用于低压报警，还可用于电源故障或其他外部电源的监控；具有手动复位输入端。

图5-38　上电和手动复位电路

4）时钟电路

数字电路设计中的时钟电路设计，包括有源晶振、无源晶振、时钟缓冲器，对于高频电路，还需要注意相关电路的EMC、端接电阻和信号完整性等问题。

TMS320F28335 处理器片上集成了振荡电路，可以利用外部引脚配置适当的电容来构建系统时钟，也可以不用片上振荡电路，利用外部有源时钟为处理器提供时钟。因此，总结起来，系统时钟有如下两种配置方法（图5-39）：

① 3.3 V 的外部时钟电路可以直接连接到XCLKIN 引脚，X2 悬空不连接，X1 接低电平。采用此种配置，逻辑高电平不能超过 VDDIO。

② 1.9 V（100 MHz 时1.8 V）的外部晶振可以直接连接到X1 和X2 引脚，X2 悬空不连接，XCLKIN 引脚接低电平。采用此种配置，逻辑高电平也不能超过 VDDIO。

图5-39　两种外部时钟信号模式

通常采用30 MHz 的外部石英晶体构建时钟电路，如图5-40所示，此种情况下，相应的器件配置包括：

● CL1=CL2=12 pF（ 负载电容）。

● Cshunt=6 pF。

● ESR=25～40Ω。

图5-40　外部晶振时钟电路

TMS320F28335 EVM 开发板选择外部有源30 MHz 的晶振，连接到CPU的XCLKIN 引脚，如图5-40所示。然后配置CPU 内部的时钟控制寄存器和PLL 电路，选择系统时钟的工作频率。选择外部低频配置，内部倍频产生高频系统时钟的设计方法高频数字电路设计的常用方法，采用此种方式有利于提高系统的抗干扰能力和系统的稳定性。F28335 处理器内部锁相环电路如图5-41所示。

5）隔离数字量接口

信号隔离的目的在于将敏感电路与干扰源隔开，使受保护电路与易产生强干扰的功率驱动、测量现场、执行机构等仅保持信号联系，而不直接发生电的联系。隔离的本质是将被隔离双方切断电气联系，从而实现隔离现场干扰的目的。目前常用的隔离方式有光电隔离、继电器隔离、变压器隔离、放大器隔离等。

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图5-41　外部有源时钟电路

光电隔离通常采用光耦合器，也称为光电隔离器或光电耦合器，简称为光耦。将发光元件和受光元件组合在一起，通过电-光-电这种转换，利用“光”这一环节完成隔离功能，使输入和输出在电气上是完全隔离的。以光为媒介把输入端信号耦合到输出端的光电耦合器，由于它具有体积小、寿命长、无触点、抗干扰能力强、输出和输入之间绝缘、单向传输信号等优点，现已广泛用于电气绝缘、电平转换、级间耦合、驱动电路、开关电路、斩波器、多谐振荡器、信号隔离、级间隔离、脉冲放大电路、数字仪表、远距离信号传输、脉冲放大、固态继电器（SSR）、仪器仪表、通信设备及微机接口中。图5-42给出了三相交流电动机典型PWM 隔离驱动电路。在利用PWM 控制功率管构建电动机驱动时，为了防止通道干扰和上下臂同时导通导致功率管烧毁，除了与DSP 控制器隔离外，3 个上臂彼此独立隔离，3 个下臂可以同时与上臂隔离，因此，隔离输出端至少需要4 通道隔离电源。

6）上位机串行通信接口

RS232/RS422/RS485 都是串行通信总线，只是电驱标准不同，区别在于逻辑表示。RS232 采用-12 V 表示逻辑1，12 V 表示逻辑0，输全双工通信方式，最少需要3 根通信线（RX、TX、GND），由于使用绝对电压表示逻辑，容易受外界电磁和导线电阻干扰，通信距离相对较近。RS422 采用TTL差分信号表示逻辑，也是全双工通信，最少要4 根通信线。一个驱动器可以驱动最多10 个接收器，通信距离与通信速率有关，一般距离短时可以使用高速率进行通信，速率低时可以进行较远距离通信，一般可达数百上千米。RS485绝大部分继承了RS422 标准，主要的差别是RS485 是半双工通信方式，一个驱动器的驱动能力至少可以驱动32 个接收器，如果使用阻抗更高的接收器，可以驱动更多的接收器。

图5-42　处理器PWM 控制信号隔离电路

TMS320F2833× 处理器片上集成三个串行通信接口，支持同其他处理器或外设采用标准非归零格式实现数字通信。SCI 的接收器和发送器都是双缓冲，有独立的使能和控制位，可以单独进行收发操作，或同时完成双工通信。为了完成同其他串行设备的通信，SCI 接口必须符合相应的总线规范，如采用ADM3202/MAX3232，都符合EIA-232E 和CCITT V.28 规范，数据速率最高可达230 Kb/s。倍压器/反相器使用4 个外部0.1 μF 电荷泵电容，该器件可以采用+3.3 V 单电源供电，如图5-43RS232 接口电路所示。

RS422/485 属于差分信号串行通信，相对RS232 具有抗干扰能力强、传输距离远、传输速率相对较高等特点。MAX481/MAX483 等接口芯片是用于RS-485 与RS-422 通信的低功耗收发器，每个器件中都具有一个驱动器和一个接收器。MAX483/MAX487 及MAX489 具有限摆率驱动器，可以减小EMI，并降低由不恰当的终端匹配电缆引起的反射，实现最高250 Kb/s 的无差错数据传输。MAX481/MAX490 的驱动器摆率不受限制，可以实现最高2.5 Mb/s 的传输速率。图5-44给出了RS422 接口电路。

7）CAN 总线接口

CAN 总线是ISO 国际标准化的串行通信协议，在汽车产业中，出于对安全性、舒适性、方便性、低成本的要求，被广泛采用，同时，在工业自动化、船舶、医疗设备、工业设备等方面也应用颇多。TMS320F28335 提供了两个eCAN 总线接口，为了满足CAN 总线网络接口电平要求，DSP需要通过CAN 总线接口电路连接到CAN 总线网络上，同时，需要着重考虑信号光电隔离、电源隔离、总线阻抗匹配等问题。接口电路是CAN 总线网络中的重要环节，其可靠性与安全性直接影响整个通信网络运行，只有抓住设计中的关键，才能提高多接口电路的质量与性能，确保CAN 总线网络安全、可靠地运行。图5-45给出了CAN 总线隔离接口电路的原理图。

8）外部扩展高精度A/D 接口

当片上A/D 的通道数、精度等指标不能满足系统需求时，可以通过外部接口扩展A/D 采集。F28××× 处理器提供串行和并行两种扩展接口，两种接口都可以用来实现A/D 电路的扩展。并行接口的扩展方法与存储器扩展类似，其优势在于一个读操作就可以获取A/D 的转换结果，具有获取数据速度快的特点。但要占用多个地址线、数据线和控制线，硬件设计相对比较复杂，尤其是当需要对A/D 转换隔离时，由于涉及的信号较多，系统会更复杂。

图5-43　RS232 串行通信接口信号定义

图5-44　RS422 串行通信接口信号定义

图5-45　CAN 总线隔离接口电路的原理图

F28335 处理器提供了SPI 和McBSP 串行接口，都适合用于串行外设扩展，且McBSP 支持SPI 工作模式，因此，绝大多数具有SPI 的A/D 或D/A 都可以与F28335 接口。下面以ADS8556 为例介绍串行A/D 电路的扩展方法。ADS8556/7/8 系列包括6 通道16 位、14 位和12 位A/D 转换器，各自基于连续逼近寄存器原理。6 个模拟输入组成3 个通道组，这些通道组可以并行同时采样，保留了信号的相对相位信息。独立的转换开始信号可以控制每个通道的转换，可以是4 个通道或者是6 个通道一起转换。器件支持单端，差分模拟输入信号，范围可以是±4VREF 或者±2VREF，最大输入电压可以达到±12 V。器件提供了一个内部的2.5 V/3 V 参考电压源，配合一个10 位的D/A 转换器，可以提供2.44 mV 或2.93 mV 的步进调整电压。在串行工作模式下，ADS8556/7/8 系列A/D 完全符合标准SPI 接口，可以直接进行连接。图5-46给出了带有数字隔离的ADS8556 接口电路。

9）高精度并行D/A 扩展

通常情况下，采用A/D 实现模拟信号的采集，使得被感知或控制的环境信息转换为数字信号进行处理。而要将处理后的信息反馈到环境或利用其控制某些环境参量，则需要D/A 转换电路。D/A 转换电路与A/D 类似，可以采用并行和串行两种接口模式扩展。串行接口虽然数据传输效率相对较低，但方便实现数字接口的隔离，消除模拟和数字电路之间产生的串扰。下面选择DAC8803作为D/A 输出，DAC8803 有4 通道14 位同步电流模拟输出信号，操作电压范围为2.7～5.5 V。其外部参考输入电压 VREF 确定了输出信号的构成，为实现满量程输出，内部反馈电阻 RFB 提供温度补偿。DAC8803 提供高速双缓冲3 线制串行SPI 数据接口，包括SDI、CLK 和SDO，可以通过SPI 接口采用菊花链模式扩展更多D/A 通道。图5-47给出了DAC8803 的功能框图。

利用F28335 处理器的SPI 接口扩展D/A 功能，除了采用数字隔离实现3线制SPI 接口外，为了实现4 个通道同步输出，DAC8803 还提供了同步装载控制信号。控制器通过SPI 将数据首先传送到数据寄存器，当为低电平时，会将4 个通道的数据寄存器同时装载到D/A 输出寄存器，从而实现4 个通道的同时输出。图5-48给出了DAC8803 与DSP 的硬件接口电路。

（4）力矩电动机电流驱动设计

直流力矩电动机是由伺服电动机和驱动电动机相结合形成的特殊电动机，它可由直流控制电压调整转速。其负载特性（M-I）具有很高的线性度，其转矩特性是一条直线，在位置控制方式的伺服系统中，可在低速状态下工作，并能输出较大的力矩，尤其在平稳低速运行时更为突出，是齿轮传动或液压传动无法比拟的。因此，直流力矩电动机是一种理想的电气-机械转换元件。

图5-46　带有数字隔离的ADS8556 接口电路

图5-47　DAC8803 功能框图

控制直流力矩电动机的运转可选择晶体管线性功率放大线路或晶体管开关型功率放大线路。晶体管线性功率放大线路直接控制电动机的优点是线路简单、快速性好；缺点是晶体管的功耗大、效率低。采用晶体管开关型放大器可解决这一矛盾。开关型放大器晶体管工作在截止和饱和两种工作状态，功耗小。改变晶体管开关时间比，就可改变加在电动机电枢上的平均电流大小。当驱动电动机的控制脉冲幅度和频率固定不变时，脉冲的宽度越宽，加在电动机电枢上的平均电流越高，电动机的转速也越高。只要合理选择开关频率，就可与小型快速响应的电动机配合，使系统获得很宽的频带，并使系统具有快速响应、动态抗负载干扰能力强等特性。图5-49给出了直流力矩电动机驱动原理。

图5-48　DAC 8803 与DSP 的硬件接口电路

图5-49　直流力矩电动机驱动原理

3.控制系统软件流程设计

按照模块化设计思想，设计时把整个软件部分按照功能需求划分为多个子模块，采用模块化结构对其进行编程实现。根据自顶向下的结构化设计流程，系统软件主要由主程序模块、控制模块和通信模块三部分组成。主程序模块主要完成系统变量定义、各模块初始化及中断设置等；功能子程序模块包括A/D 和D/A 转换模块、旋变转换模块、控制算法模块、CAN 通信模块等；中断服务子程序模块主要包括定时器中断和串行通信中断等。软件设计的总体结构如图5-50所示。

图5-50　系统软件模块组成图

（1）系统主程序框架

主程序负责建立整个程序的运行结构，主要完成系统软、硬件的初始化和参数预置。系统上电后，首先进行自检操作，包括DSP 内存、A/D、RDC、D/A、Flash 存储器等模块的检查。为了安全性和程序的可靠性，自检不通过时，系统不能实现任何功能性操作，并会做出自检故障指示。若通过自检，进行初始化操作，包括常量变量、功能模块的定义及初始化、DSP 初始化等。系统将调用工作参数，打开CPU 中断，进入循环，等待中断的产生。主程序流程图如图5-51所示。

图5-51　主程序流程图

（2）串口中断程序流程

串行通信中断程序主要用于接收上位机发送的命令，同时，完成帧校验、接收上位机自检命令及向上位机发送信息等功能。程序流程如图5-52所示。

图5-52　串口中断程序流程图

（3）定时中断程序流程

在每个时钟周期，需要完成以下工作：

① 接收陀螺输出信号经A/D 转换后的数据；

② 完成两个方向速度环的校正运算；

③ 输出伺服电动机控制信号。

定时中断程序流程如图5-53所示。

图5-53　定时中断程序流程

（4）串口通信自定义协议

控制系统通过串口与上位机进行通信，串行通信协议采用自定义格式，对串行通信模块的数据格式采用如下配置：

① 数据帧包括1 个起始位、8 个数据位、1 个停止位，没有奇偶校验。以帧为单位进行数据异或和校验。

② 允许发送、接收数据，对数据的接收采用中断方式，发送采用查询方式。单次发送一个浮点型字节，首位为命令字，之后15 位分别代表Kp、Ki 和Kd。

③ 通信实时性要求比较高，波特率设置为15 200 b/s。

④ 数据传输协议设计见表5-3。

表5-3　数据传输协议

续表

4.实验验证测试

由于实际系统相比仿真实验系统存在更多的干扰与非线性因素，仿真结果往往不能够代表实际系统实验结果，因此有必要开展实际系统实验验证研究，以保证实验结果的可靠性。

（1）非线性PID 控制器效果验证

对比非线性PID 控制器与传统PID 控制器的控制性能，以｛1，2，3，4，5，6，7，8｝序列阶跃信号为输入信号，分别采集两种控制器下的速度响应数据作图，如图5-54所示。较粗的响应曲线为非线性PID 控制下的阶跃响应曲线，较细的曲线为传统PID 控制器下的阶跃响应曲线。对比两者可以看出，非线性PID 控制器在提高稳定性能、减少稳定偏差及提高响应速度方面比传统PID 有着比较大的优势，证明了本实验系统非线性PID 控制器设计是有效的。

图5-54　非线性PID 与传统PID 控制性能对比示意图

（2）摩擦补偿验证

在实际DSP 实验系统上，以幅值为1、频率为1 Hz 的正弦信号作为输入信号，采集速度跟踪数据，获取跟踪曲线，如图5-55所示。

图5-55　DSP 实验系统速度跟踪曲线

可以清楚地看到，由于受到非线性摩擦力矩的影响，速度跟踪曲线出现了“过零尖峰”现象和峰值无法达到的现象。在速度过零的时候，由于速度方向改变，换向的一瞬间摩擦力矩不连续产生突然变化，故系统会产生突然的跟踪误差加大，之后慢慢校正误差，跟踪精度恢复正常状态。但是由于摩擦的存在、跟踪滞后的放大，跟踪曲线达不到速度最大值。

摩擦补偿按是否基于模型，可分为基于模型的摩擦补偿和不基于模型的摩擦补偿。基于模型的摩擦补偿实质是前馈控制，根据某种模型与相应参数计算实时摩擦干扰力矩，利用补偿量平衡摩擦干扰力矩。基于模型的摩擦补偿按照摩擦模型，可分为基于固定模型的补偿和自适应摩擦补偿。本实验基于模型可靠性与系统实时响应性考虑，采用基于固定摩擦模型的补偿。

将辨识得到的摩擦模型写入稳瞄系统控制算法中，对速度环控制量即电流环输入进行补偿，实验效果如图5-56所示。从图中可以看出，经过摩擦补偿，过零尖峰现象被大幅减弱，同时，速度跟踪曲线减小了到达终点时的静态偏差，可以达到曲线的最高点。对比摩擦补偿之后的速度跟踪曲线与没有摩擦补偿的速度跟踪曲线，如图5-57所示。经过摩擦补偿，速度跟踪效果有了较大的提高，摩擦补偿的效果得到了很好的体现。

图5-56　摩擦补偿速度跟踪效果图

图5-57　摩擦补偿与没有摩擦补偿的速度跟踪效果对比图