四相差15°的三相桥串联，实现24脉波相控整流和有源逆变

图4-9a中有四组三相副绕组，其中W₂为星形联结，绕组匝数为N₂。W₄为三角形联结，每相匝数为。W₂、W4与图4-7a中的W₂、W₄相同。W₂线电压V_2ab与一次线电压同相，W₂是移相角为零的同相绕组，而W₄是线电压滞后的移相绕组，幅值V_2ab=V_4ab=E_4a。而W₁、W3与图4-8a中的W₁、W₃类似，W₁、W₃都是曲折绕组延边三角形联结，但W₁的线电压超前相角φ=60°/4=15°，W₃的线电压滞后相角φ=15°线电压幅值V_1ab=V_3ab=V_4ab（E_4a）=V_2ab。4个相差15°的整流电压v_1d、v_2d、v_3d、v4d在一个交流电源周期T_s中各脉动六次，使总的输出直流电压v_d=v_d1+v_d2+v_d3+v_d4在一个电源周期T_s中脉动4×6=24次，v_d是24脉波直流电压，v_d中除直流平均值V_D外仅含有n=24k次电压谐波，即n=24、48、72等次电压谐波。其直流电压平均值比单个三相桥大4倍：

当α=0°，且忽略换流重叠压降时，直流整流电压瞬时值为

最低次（即24次）电压谐波幅值与直流电压平均值V_D的比值仅为0.35%。

图4-9a中W₁为超前移相φ=60°/4=15°的延边三角形联结。W₃为滞后移相φ=60°/4=15°的延边三角形联结，这里W₁、W₃类似图4-8a和图4-8b中的W₁、W₃，只是φ=60°/4=15°而不是φ=60°/3=20°。因此类似式（4-9）、式（4-11），由W₁、W₃的N_1x、N_1y、N_3x、N_3y的匝比关系，可得

图4-9a中三角形联结的W₄绕组匝数为，类似图4-7a和图4-7b的i_4a，由式（4-6B）

i_4a=（i_4al-i_4bl）/3

由磁动势安匝平衡原理，在图4-9a电路中有

即 （4-18）

图4-9 四个相差15°三相桥串联输出的四重化相控整流和有源逆变

由于x₁=x₃=x，y₁=y₃=y，由式（4-14A）的i_1a，式（4-14B）的i_3a和式（4-6B）i_4a得到(www.xing528.com)

图4-9（续）

式（4-19）中i_A/k_V的七个电流分量如图4-9d所示。七个电流i_2al、i_1al、i_3al、i_4al、i_4bl、-i_1cl和-i_3bl都是脉宽120°、幅值为I_d的方波电流。由于三相电流相位差为120°，由图4-9c的电流相量图可知若相位为零，即i_2al为式（4-4A）所示，则相位超前φ=15°，相位滞后φ=15°，相位超前60°-φ=45°，相位滞后60°-φ=45°。相位超前，滞后。由此可得到

图4-9d示出了交流电源相电流i_A的波形。i_A中除基波电流外，仅含有n=24k±1次即n=23、25、47、49、71、73…等高次谐波，最低的23次谐波电流幅值与基波电流幅值的比值仅为1/23，即4.3%。类似于式（4-4B），基波电流幅值，有效值I₁=。

小结：有m组线电压幅值相等，相差φ=60°/m的三相交流电压、与m个直流侧串联相加的三相桥变流器组成m重化6m脉波相控整流和有源逆变系统，其直流电压平均值V_D比单个三相桥变流器高m倍，即

，α=0°，L₁=0时，

直流电压瞬时值v_d（t）为6m脉波电压，除平均值V_D外，仅含有n=6mk=6m、12m、18m…等谐波电压。

最低次谐波电压为n=6m次，当m=2时谐波电压为12、18、24…次，当m=4时为24、48、72…次，当m=8时为48、96、144…次。谐波电压的幅值V_nm与V_D的比值V_nm/V_D=2/（6mk-1）（6mk+1），m=2时最低次12次谐波与V_D的比值为1.4%。m=4时最低次24次谐波与V_D的比值仅为0.35%。当m=8时最低次即48次电压谐波与V_D的比值为0.087%。

m重化变流系统交流电流基波比单个三相桥变流器大m倍，基波电流幅值为I_1m=。

交流电流i_A（t）中除基波外，仅还有6mk±1次，即6m±1、12m±1、18m±1…次电流谐波i_hn。I_hn与I_1m的比值为I_h/I_1m=1/（6km±1）。

当m=2时最低次电流谐波为11次，I_h11/I_1m=1/11=9%；当m=4时最低次电流谐波为23次电流谐波I_h23/I_1m=1/23=4.3%；当m=8时最低次电流谐波为47次，I_h47/I_1m=2.1%。