单相桥式SPWM整流器节能优化

在如图2-18a所示单相（H）桥电路中，当P、Q端接直流电源，对S₁～S₄进行SPWM控制，可在A、B端输出可控的交流电压，实现SPWM逆变。在如图2-19a所示单相（H）桥电路中，a、b两端经电感L外接频率为f_s的交流电源，对S₁～S₄四个开关进行SPWM控制，则构成一个高频SPWM整流器，将交流电压V_s变为可控的直流电压V_D。只要采用图2-17b和图2-17c相同的驱动形成电路和相同的SPWM控制原理，取交流电源的频率f_s作SP-WM控制的参考频率f_r，即f_r=f_s，取高频整流所需的电压及其相位角δ为SPWM控制中的参考电压v_r的数值和相位，对S₁～S₄进行SPWM控制，改变参考电压v_r的大小，即可控制a、b两端交流输出电压基波V_R1的大小，调控整流电压V_D的大小。改变v_r相对于电源电压相位（δ角）关系，即令a、b两端输出电压滞后一个角度δ，改变电流的幅值和相位，从而调控高频整流时交流电源输出的有功和无功功率，因此，图2-19a也可以实现交流功率变成直流功率供给负载的SPWM高频整流。图2-18b为SPWM逆变时的相量图，逆变电路输出的交流电压超前的角度为δ。图2-19b为实现高频整流时的相量图，整流桥交流侧电压滞后交流电源的角度为δ。因此，同一个H桥电路既可实现SPWM逆变，又可实现SPWM整流。但这时与采用晶闸管的H桥相控整流不同之处是：全控型开关管在一个交流电源周期中多次高频地改变通、断状态，从而避免了相控整流的许多缺点。

图2-18 单相桥PWM逆变

图2-19 单相桥PWM高频整流(www.xing528.com)

如图2-18a所示采用SPWM逆变时，前文已说明，由式（2-51）逆变桥输出的交流电压v_ab数值小于直流输入电压V_D，就电压变换而言，SPWM逆变本质上是类似2.4.1节图2-6的斩波式降压（Buck）变换。如图2-19a所示采用SPWM整流时，整流桥交流输入端电压v_ab与直流输出电压V_D之间的变换关系式仍然是式（2-51），因此SPWM整流就电压变换而言本质上类似于2.4.2节图2-7的升压（Boost）变换，即输出的直流电压V_D高于整流桥输入端交流电压v_ab。与DC-DC降压、升压电压变换不同的是，SPWM逆变和整流降压、升压变换，在一个交流电压周期中，各脉波的占空比或电压比D_k=v_ab（α_k）/V_D=θ_k/θ_S=Msinα_k（或任意瞬间的变压比D_t=v_ab（ωt）/V_D=Msinωt）随时间α_k（或随相位角ωt，α_k=ωt_k）正弦变化，使逆变或整流桥交流测电压v_ab为式（2-51）所示的正弦基波。

请注意，SPWM控制时，在一个开关周期中V₁（VD₁）、S₄（VD₄）同时导通时间定义为T_on，占空比D_k定义为D_k=T_on/T_S；V₁（VD₁）、V₃（VD₃）同时导通的时间定义为t_off=T_S-T_on=（1-D）T_S，而图2-7、式（2-7A）升压变换中，占空比D定义为在一个开关周期中V₁导通，电源V_D经L短路，i增大的时间（这个时期类似于SPWM控制的图2-19a中V₁（VD₁）、V₃（VD₃）同时导通、电源电压V_s经L短路，i增大的时间t_off=（1-D_k）T_S，即D=t_off/T_S=1-D_k，或D_k=1-D，因此SPWM控制时的式（2-51B）也可改写为：

输出直流电压V_D=交流输入电压v_ab/D_k=v_ab/（1-D）>v_ab（输入电压）（2-7B）

式（2-7B）与式（2-7A）完全一致，清楚地表明了SPWM整流时将数值为v_ab的交流电源电压变换、提升至较高直流输出电压V_D的升压变换特性。