三相六开关PFC电路及控制优化方案

三相六开关电压型PWM整流电路如图4-9所示，主电路和三相逆变器时是一样的。达到稳态时，输出直流电压不变，如果三相桥臂开关按照正弦波脉宽调制（SPWM）或者空间矢量调制（SVM），PWM整流电路交流侧电压是可控三相电压源v_ia、v_ib和v_ic，它和输入三相电网电压共同作用于输入电感。适当控制PWM整流电路交流侧的电压v_ia、v_ib和v_ic的幅值和相位，就可以调节从三相电源v_sa、v_sb和v_sc取得的有功功率和无功功率的大小和方向。显然，对于功率因数校正的应用场合，要求无功功率应控制为零，有功功率能够可调，以满足PWM整流电路负载的要求，另外直流电压能够稳定调节。

图4-9 三相电压型PWM整流器主电路

为了简化讨论，假设PWM整流电路的输入电网电压三相对称，可表示为

假设所有开关器件为理想器件，交流侧各相电阻、电感参数相同，即L_a=L_b=L_c=L，R_a=R_b=R_c=R。

图4-10b为三相电压型PWM整流器在SPWM控制下的典型工作波形。图中三相调制信号分别为

上式表明，各相正弦波调制信号的频率与电网电压的频率相同，但相位滞后于电网一个角度δ。

图4-10b所示的载波信号v_c，是对称三角波，其幅值为V_cm，重复频率为f_s。幅度调制比定义为

频率调制比定义为

各相开关管驱动脉冲信号由载波信号与调制信号的交点决定，如图4-10c所示。由图可见，开关管驱动脉冲具有以下特征：

1）各相桥臂上、下开关管的驱动脉冲信号在相位上互补；

2）占空比由幅度调制比m决定；

3）任何时刻，整流桥中总有三个驱动脉冲信号处于高电平，即桥中有三个开关管处于导通状态。

图4-10 三相电压型PWM整流器工作波形

将三相整流桥开关函数定义为

可以推得整流器交流侧相电压表达式为

根据上式和图4-10c可计算三相桥交流侧a相电压v′_ia（t）波形，如图4-10d所示。图中，v_ia（t）为三相桥交流侧a相电压基波分量，它对应调制信号v_ma，可以表示为

通过对PWM整流电路中开关的SPWM或者SVM控制，PWM整流电路交流侧电压的基波幅值和相位可调，如果忽略谐波成分，可以表示为(www.xing528.com)

式中，δ是PWM整流电路交流侧电压的基波滞后于网侧输入电压的角度。

用三相电压源v_ia、v_ib和v_ic代替图4-9中的点画线框的部分，可得到三相PWM整流器的交流基波等效电路，如图4-11所示。

由于图4-11所示的等效电路三相对称，这样三相交流电流也对称，三相交流电流可以表示为

图4-11 三相PWM整流器交流基波等效电路

式（4-46）中，基波功率因数角φ是整流器输入电流滞后于网侧输入电压的角度。对于PWM整流电路，希望φ=0。以整流器a相为例，如果忽略电阻R，则整流器a相电压与电流相量关系如图4-12所示，a相电网侧输入电压相量、电网侧输入电流相量和整流器交流侧基波电压相量的相量关系为

式中，X=ωL。图4-12a所示为基波功率因数角φ＞0°时，三相PWM整流器交流基波等效电路的相量图。图4-12b所示为基波功率因数角φ=0°时三相PWM整流器交流基波等效电路的相量图。

图4-12 三相PWM整流器交流基波等效电路的相量图

输入电流相量为

输入电流相量的有功分量为

输入电流相量的无功分量为

在对称系统中，电网流入PWM整流器有功功率和无功功率分别为

由于PWM整流器的基波输入功率因数角δ一般较小，即δ≪π/2，因此式（4-51）可以近似为

有功功率与基波输入功率因数角δ成正比，即输入功率随着基波输入功率因数角δ的增加而增加；当基波输入功率因数角δ为正时，PWM整流器从电网吸收功率；当基波输入功率因数角δ为负时，PWM整流器向电网发出功率。无功功率与电源电压与PWM整流器交流侧基波电压有效值之差值V_s-V_i成正比。当V_s-V_i为正时，PWM整流器从电网吸收感性无功功率；当V_s-V_i为负时，PWM整流器从电网吸收容性无功功率。如果电源电压一定，随着PWM整流器交流侧基波电压有效值增加，输入无功功率减少。

为了实现功率因数校正，因此希望无功功率Q=0，使基波功率因数角φ=0，如图4-12b所示。通过控制基波输入功率因数角δ，调节输入有功功率的大小。