DCM单相Boost型PFC变换器优化方案

上一节介绍的单相Boost型PFC变换器工作在CCM下，实际上单相Boost型PFC变换器也可以工作在DCM下。在小功率应用的场合，有时采用DCM具有一定的优势，如控制电路简单，系统近似为一阶系统、控制回路设计简单。Boost型二极管为零电流关断，二极管的反向恢复过程被抑制，因此减少了开关损耗。下面仍以单相Boost型PFC变换器电路为例来介绍。

DCM单相Boost型PFC变换器可细分为DCM和CRM。DCM一般采用恒频率（CF）控制，CRM需要采用变频（VF）控制。

图3-19 Boost型变换器电路及采用CF控制时的电路波形

图3-19给出Boost型变换器工作DCM并采用恒频率控制时的电路和波形。需要选择合适的开关周期T_s，确保变换器在输入电压（馒头形波形）或负载变化范围内始终工作在DCM，也即在每个开关周期中，电感电流为零阶段t_d始终存在。由于在DCM下，零阶段t_d始终存在，使电感电流的峰值大于输入电网电流平均值的2倍，这样对输入EMI滤波器提出更高的要求。

图3-20给出Boost型变换器电路和工作CRM并采用变频控制时的电路波形。在一个开关周期中，一旦电感电流下降到零，开关管V就立刻再次开通，这样可以减少电感电流的脉动。在CRM中，开关周期受到电感电流影响，而电感电流又与输入电压和负载有关，于是开关频率变得不固定，即在CRM时变换器工作在变频方式。

图3-20 CRM Boost型变换器电路及电路波形

在CRM中，当电感电流和Boost型二极管的电流下降到零之后，开关管V才施加开通信号，开关管V满足零电流开通条件，同时Boost型二极管的反向恢复过程被抑制，因此减少了开关损耗。在CRM下，由于没有死区时间t_d，在每个开关周期中的电感电流波形为一个三角波，于是电感电流的峰值刚好是电感电流开关周期平均值的两倍。开关管V关断电感峰值电流，约为电感电流平均值的两倍。在CRM PFC电路中，输入差模电流的峰峰值为平均电流的两倍，它比采用CF控制的DCM下的差模电流显著减少，但仍大于CCM时的差模电流。

CRM PFC电路的开关频率变化范围将达到10倍以上，在实际电路中，为了减少开关频率损耗，会对上限开关频率进行限制，于是在上限开关频率工作时，电路就进入到DCM。(www.xing528.com)

如果将两个CRM Boost型变换电路并联组合起来，如图3-21所示，并假定并联组合的两个变换电路的参数相同，开关频率也保持一致，且开关管驱动脉冲的占空比相同。输入总电流i_L为两个变换器的输入电流之和，即

i_L=i_L1+i_L2 （3-45）

式中，i_L1、i_L2分别为两个变换电路的电感电流。

组合电路的输入总电流i_L的纹波是由两个变换器的驱动脉冲的相位差、电感电流的峰值、占空比所决定的，如图3-22所示。图3-22a是两个变换器的驱动脉冲的相位差为零时的情况，输入总电流i_L纹波是单个变换器的两倍，输入总电流i_L纹波显著增加；图3-22b是两个变换器的驱动脉冲的相位差为180°时的情况，由于两个变换器的输入电流的纹波部分相消，因此输入总电流i_L纹波显著减少；图3-22c是两个变换器的驱动脉冲的相位差为180°时的情况，而且占空比均为50%时，此时两个变换器的输入电流的纹波完全相消，输入总电流i_L纹波为零。图3-22d是两个变换器的驱动脉冲的相位差为180°，但两个Boost型电感的峰值电流不同的情况，输入总电流i_L中仍存在较大的纹波。

通常将驱动脉冲相移180°的两个变换电路的并联组合称为交错并联组合变换器。从上面的分析可知，交错并联组合可以使输入电流纹波部分或完全相互抵消，显著减少输入电流纹波。

图3-21 两个CRM Boost型变换电路并联组合

图3-22 输入总电流i_L波形