探析有源单级PFC变换的技术实现

单级PFC变换器中，将两级PFC中的PFC级和DC-DC变换器结合在一起，用一个电路拓扑代替，主电路内含有隔离变压器和储能电容器。单级PFC变换器同时实现输入电流整形（功率因数校正）和输出电压的调节。具有结构简单、成本低特点，特别实用于小功率的变换装置中。

Boost型电路工作在电流断续模式时，在固定占空比下，电流具有自动跟踪输入电压特性，这样让PFC级工作在电流断续模式，可以得到较高的功率因数。对于电压调节功能常采用工作在CCM的隔离DC-DC变换器拓扑。这样常见的单级单管PFC变换器主要有如下三种形式：

1）Boost型PFC整流器与反激式DC-DC变换器集成（Boost Integrated With Flyback Rectifier Energy Storage DC-DC Converter，BIFRED）。

2）Boost型PFC整流器与Buck型DC-DC变换器集成（Boost Integrated With Buck Rectifier Energy Storage DC-DC Converter，BIBRED）。

3）Boost型PFC整流器与正激式DC-DC变换器集成（Boost Integrated With Forward Rectifier Energy Storage DC-DC Converter，BIFORED）。

图2-27所示为DCM Boost型PFC整流器与反激式DC-DC变换器（BIFRED）的电路，图2-27b中省去了开关管V₂，功率因数校正和输出电压的调节均由一个开关管V₁完成，储能电容C_B既是Boost型变换器的输出滤波电容，也是CCM反激式变换器的输入电压源。

图2-27 DCM Boost型PFC整流器与反激式DC-DC变换器集成（BIFRED）的电路

当V₁导通时，电感L₁储能，以斜率v_dc/L₁上升，v_dc为整流后电压。电容C_B放电，变压器励磁电感储能，电流以斜率v_B/（nL_m）上升，VD₂截止。当V₁关断时，VD₂导通，v_dc和电感一起对电容C_B充电，i_L下降斜率为（v_dc-V_CB-nV_o）/L₁，励磁电感电流下降斜率为-V_o/L_m。Boost型PFC工作在DCM下，当电流i_L下降到零时，输入回路相当于断开，电容C_B电压V_CB保持不变，而励磁电流仍旧以原先的斜率在下降。主要的工作电压、电流波形如图2-28所示。

图2-29所示为DCM Boost型PFC变换器与CCM正激式变换器构成的两级变换器。与图2-27a类似，同样也是以储能电容C_B来耦合连接PFC和正激式变换器。对该电路进行变形可以得到两种形式变换器：①若省去开关管V₂，得到图2-30所示的Boost型PFC与Buck型DC-DC变换器集成的BIBRED；②若省去开关管V₁，得到图2-31所示的Boost型PFC整流器与正激式DC-DC变换器集成（BIFORED）的电路。

图2-28 BIFRED电路的工作波形(www.xing528.com)

图2-29 DCM Boost型PFC变换器与CCM正激式变换器构成的两级变换器

对于图2-30所示的电路，假设变压器为1∶1的理想变压器，其励磁电感为无穷大，那么第二级DC-DC电路的性质类似于Buck型变换器，同样在这个电路中，储能电容C_B既是DCM Boost型变换器的输出电容，也作为输出级的输入电压源。

当开关管V₁导通时，电感L₁储能，电感电流i_L线性上升，电容C_B释放能量，并通过变压器耦合到输出级，VD₂截止，输出电感L₂储能，电容C₁释放能量。当开关管V₁关断时，储存在L₁中的能量释放给电容C_B，i_L下降，能量通过变压器耦合到输出级，VD₂导通，对电容C₁充电，输出电感L₂释放能量，电流i₂线性下降。由于Boost型PFC工作在DCM下，当电流i_L下降到零时，输入级回路相当于断开，输出级中电容C₁不再充电，而电流i₂继续线性下降。

图2-31中的Boost电感按DCM工作，输出滤波电感L₂按CCM工作，在轻载或市电电压较高时，都会使得储能电容C_B上电压大大提高，可达上千伏，无法在实际应用中工作。很多学者针对这个问题，对图2-31所示的电路进行了改进，使得改进后的电路PFC仍然按DCM工作，而储能电容C_B上的电压被控制在约为450V，这样可以满足国际上通用电网电压范围，而且同时满足IEC1000-3-2的D类电流谐波标准。

图2-30 Boost型PFC整流器与Buck型DC-DC变换器集成（BIBRED）的电路

图2-31 Boost型PFC整流器与正激式DC-DC变换器集成（BIFORED）的电路

综合以上的分析可以知道，对于单级PFC变换器，利用工作在DCM下的Boost型变换器在固定占空比下电流自动跟随输入电压的特性，可以得到较高的功率因数。而为了提高变换器的整体效率，在DC-DC环节一般都采用CCM工作方式。但是，由于是工作在CCM下，当负载变轻时，输出功率变小，而占空比只调节电压增益，并不随负载的变化而变化，那么此时输入的功率保持不变，多出的功率就都存储在储能电容上，导致储能电容上电压的升高。这时输出电压就有升高趋势，输出电压反馈环开始工作，调节占空比减小，相应地减小了输入的功率。这个动态调节过程一直持续到输入和输出功率相平衡。可见，当出现轻载时，将直接导致电容电压的上升。当然，可以采用变频控制的方式，实现电容电压的降低，但是在变频控制中，由于频率变化的范围过大，不利于变换器中磁性元件的优化设计。而如果在DC-DC环节中也采用DCM，就可以避免由于负载的变化而导致电容电压上升的问题，但是由于PFC和DC-DC环节都工作在DCM下，输入和输出的电感电流的峰值较高，增加了开关管的电流应力，这种工作方式一般只应用在小功率场合。