多端口DC-DC变换器：解决多电源输出需求

多端口DC-DC变换器是变换器级光伏发电系统的核心部件，下面对其进行详细介绍。

7.4.2.1 多端口DC-DC变换器的基本结构

多端口DC-DC变换器根据电路自身的结构特点可以分为如图7-19所示的几种典型结构。

1）输出并联变换器，利用均流技术实现多能源共同供电，并联多个单输入直流变换器；

2）输入并联变换器，将多个变换器的输入通路并联在一起，可以通过选通控制电路选择某一个输入源供电；

3）变压器耦合变换器，利用变压器将两个或两个以上的单输入变换器的公共端口耦合在一起，又可以分为分时供电型和同时供电型；

4）串联型变换器，通过适当的连接方式，将多个输入直流变换器串联，连接到共用负载上。

7.4.2.2 拓扑组合规则

以上只给出了多端口DC-DC变换器的基本结构。谈到具体的拓扑组合规则，Y.M.Chen提出了PVSC（脉冲电压源单元）与PCSC（脉冲电流源单元）概念，并将这些概念应用于基本非隔离DC-DC变换器中（如Buck、Boost、Buck-Boost等），得到了多种非隔离的多输入变换器拓扑。在图7-20中给出了几种常用的脉冲电压源、脉冲电流源。在此基础上，李艳、阮新波等提出了带缓冲单元和不带缓冲单元两种多输入变换器合成方法。在他们的文献中，将构成多输入变换器的基本单元分为了Ⅰ类脉冲单元和Ⅱ类脉冲单元；通过分析脉冲源之间连接规则，可得到一系列可以分时供电、同时供电、既可分时也可同时供电的多输入变换器。将上述的方法应用于基本的正激、反激、半桥、推挽、全桥等隔离型DC-DC变换器中，还可得到隔离型多输入变换器。

图7-19 多端口DC-DC变换器电路结构示意图

利用单极性脉冲电源单元生成多端口变换器，可广泛应用于新能源等功率变换系统。多端口变换器拓扑结构的简化，控制方式难度降低等是其发展方向。如通过对全桥变换功率流通路径重新构建，得到一种适用于宽输入电压范围的三端口变换器，如图7-21所示。

7.4.2.3 多端口DC-DC变换器的分类

按能否实现电气隔离划分，多端口DC-DC变换器可分为三种：非隔离型变换器、部分隔离型变换器和全隔离型变换器。

1.非隔离型变换器

所谓非隔离型多端口DC-DC变换器是指不同端口各自变换器的输入输出级之间没有电气隔离，通过导线直接连接在一起的。图7-22中列举了几种典型非隔离型结构。非隔离型多端口变换器多是在基本的DC-DC变换器中增加开关管、电感、电容等元器件，添加与原来电路相似的结构，使之增加输入端口或是输出端口。非隔离型多端口变换器，不同端口之间多由公共的直流母线交换能量，由于直流侧电压变化范围较小，不适用于多种电压等级的应用场合，在电压变化范围大的场合，其应用受到限制。

图7-20 脉冲电压源和脉冲电流源

图7-21 H桥三端口DC-DC变换器

图7-22 非隔离多端口DC-DC变换器

图7-23 部分隔离型多端口DC-DC变换器

2.部分隔离型变换器

图7-23中列举了几种常见的典型部分隔离型多端口DC-DC变换器拓扑结构。部分隔离型多端口DC-DC变换器是指多端口变换器的各个端口中有一部分端口以同一个地为参考点，其余的端口之间存在电气隔离。部分隔离型多端口DC-DC变换器的出现增加了系统安全性，并且实现了不同端口间的电压匹配。对于图示的几种部分隔离型多端口DC-DC变换器拓扑结构，它们的主体结构部分是隔离型的桥式拓扑，如双向的Boost双半桥、双向双半桥、半桥、移相全桥拓扑等。在这些主体拓扑的基础上，根据要实现的功能，加入电感、开关、二极管等元器件，构成部分隔离型的多端口变换器。

3.全隔离型变换器

全隔离型多端口变换器是研究的热点，全隔离多端口变换器是指多个端口之间全部实现电气隔离了，不同端口间的功率传递均要通过多绕组变压器，图7-24给出了几种典型的全隔离型多端口DC-DC变换器拓扑。全隔离型多端口拓扑是在部分隔离多端口拓扑的基础上，增加变压器的绕组个数，实现全部端口之间的电气隔离；或者是在基本的隔离型电路中，增加电源端口构成的。

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图7-24 隔离型多端口变换器

相比较于非隔离型拓扑，在隔离型拓扑中，多利用高频隔离变压器为不同的输入源、存储设备及负载提供了电气隔离，而且通过调整变压器绕组的匝数比可以实现输入源不同电压等级的匹配，不需利用多个低压元件的串联来提高电压等级。另外，应用变压器，可提高变换器的功率密度，使系统结构更加紧密，也便于实现多路隔离输出的功能。

图7-25 一种全隔离三端口变换器

图7-26 电流桥工作时图7-25变换器的等效工作电路

7.4.2.4 隔离单元工作分析

对于图7-25所示的多端口DC-DC变换器，可以将其看作是两个独立的单端口输入的变换器来分析。图7-26给出了端口1的电流全桥工作时的等效电路。对于前级的电流型桥式DC-AC逆变电路，传统PWM控制方式不再适合。这是因为在电流型桥式电路中应用传统的PWM控制方式时，由于输入电感的存在，使得两对开关管VT₁₁和VT₁₄、VT₁₂和VT₁₃在切换时必须存在一个很小的同时导通时间，以抑制电感电流突变引起的电压尖峰。而由于这一小段重叠导通时间的存在，会将变压器的电压钳位为零，从而影响另一个端口功率的正常传输。所以在该电流型桥式电路中，采用了移相的PWM控制方式：开关管VT₁₁、VT₁₂、VT₁₃和VT₁₄的开通时间略大于半个周期并且为一定值，控制信号彼此之间存在一定的相位差。图7-27给出了电流源型全桥的驱动脉冲波形和主要信号波形，定义同一桥臂上的两个开关管同时导通的角度为重叠导通角α。

图7-27 电流桥式变换器的主要信号时序

当对角开关管同时导通时，功率由输入源经过桥式电路和高频变压器向负载传递，此阶段称为能量传递阶段；当同一桥臂上的开关管同时导通时，电源通过电感和导通的桥臂续流，没有功率向后级负载传递，此阶段定义为续流阶段。

重叠导通角度α即为该变换器在半个周期内，变换器工作在能量传递阶段的时间，通过控制能量传递阶段和续流阶段的时间比率控制输入源向后级负载传递功率的多少。在重叠导通角为α时，变换器理想输出电压与移相角度的关系为

根据图7-27所示的主要信号时序图，该变换器一个周期内共分为10个工作状态，并且后级的全桥可工作在不控、可控两个状态下。这里以可控状态为例，给出了工作原理说明和等效电路图。由于正半周期的对称特征，图7-28只给出了正半周期内的五个工作状态等效工作电路图。假设在上一时刻后级全桥中VT₃₂和VT₃₃处于导通状态，而前级电流全桥的开关管VT₁₁和VT₁₃处于导通状态，以t₀时刻为下一个周期的起始时刻。

状态1（t₀～t₁）：t₀时刻，VT₃₂、VT₃₃断开，VT₃₁、VT₃₄闭合，一次绕组上的电压被负载电压钳位在+N₁U_o/N₃，这部分电压将顺向加在VT₁₄的体二极管上，使其导通，为下一时刻VT₁₄的导通创造ZVS条件。在此时间段内输入侧电流I₁经由VT₁₁和VT₁₃续流，不向负载传递功率。图7-28a为该工作阶段等效电路。

状态2（t₁～t₂）：t₁时刻，开关VT₁₄开通，该模式的等效电路如图7-28b所示。在此时间段内，VT₁₄虽然处于导通状态但没有电流流过，输入源仍经由VT₁₁和VT₁₃进行续流；后级电路工作状态和钳位电压不变，输入源不向负载传递功率。

状态3（t₂～t₃）：t₂时刻，VT₁₃关断，VT₁₁和VT₁₄同时导通，输入电流I₁通过VT₁₁和VT₁₄和变压器向负载传递功率；输出回路和变压器绕组电压保持不变，等效工作电路图如图7-28c所示。

状态4（t₃～t₄）：在t₃时刻，VT₁₂闭合，输入源经过开关管VT₁₂和VT₁₄续流，向后级负载传递功率为零；此时虽然VT₁₁仍闭合，但是没有电流流过，为下一时刻的零电流关断做准备，该模式下的等效电路如图7-28d所示。

状态5（t₄～t₅）：t₄时刻，VT₁₁断开，由于此时输入电流全部经VT₁₂和VT₁₄续流，所以VT₁₁为零电流关断；该工作模式的等效电路如图7-28e所示，此阶段输入源向后级负载传递的功率为零。

图7-28 电流变换器半个周期不同工作模式的等效电路

图7-28 电流变换器半个周期不同工作模式的等效电路（续）

通过上述的状态分析可见，对该电流型桥式电路，可以通过调节移相角度控制输入源向负载传递功率的大小，并且上桥臂器件可以实现ZCS关断，下桥臂器件可以实现ZVS开通。

对于电压型桥式电路，亦可以实现移相控制，其控制原理见本书第3章，这里不再重复。除移相控制以外，还可以在某一端口引入占空比控制，将控制的自由度变为两个，即移相角和占空比。这种控制的好处是灵活性大大提高。

7.4.2.5 多端口变换器的控制

多端口变换器是一个多输入的或者是多输出的系统，不同的输入电源向同一负载提供功率，往往共用一套滤波装置，造成多个端口闭环控制设计的难度增加；并且在多端口变换器中，多个控制变量之间总会存在着或强或弱的耦合关联，这同样也使得控制器、调节器设计难度加大。针对耦合问题，可采用两种方式，即主从控制和解耦控制。对于多端口变换器的多个控制量，如果控制量的扰动频率相差很大，可以采用主从控制，将扰动频率高的控制量作为主要设计对象，而对于扰动频率低的控制量，可以降低设计要求，从而使控制容易实现。如果多个控制量间是相互耦合，无主次之分，那么就需要采用解耦控制，降低调节器设计难度。对调节器而言，在系统设计中，除了常规的PID控制外，单周期控制是一个不错的选择方案，单周期控制通过控制每个周期内开关占空比，使输入开关电压变量的周期积分值严格跟随参考值或者是与参考值成比例，具有抗干扰性能强、控制响应速度快的特点，核心控制器为带复位开关的积分器。