多电平逆变器的优化设计

全控型器件在中小功率等级已经取得全面的优势地位，但在大功率场合的应用还是受到了容量的限制。到目前为止，还没有出现能在功率等级上达到晶闸管容量的全控型器件。解决全控型器件在大功率场合中应用的问题，有两种常用的解决思路。一种是将多个器件串、并联在一起当做单个器件使用，来适应容量的要求；另一种是将多个基本逆变器单元串、并联在一起，以达到提升功率等级的目的。

图3-36 串联谐振高频链逆变电源主电路

将元器件串、并联使用是满足系统容量要求的一个简单直观的方法。串、并联在一起的各个元器件，被当做单个元器件使用，其控制也是完全相同的。这样做虽然能够达到容量要求，但由于各元器件本身的特性不可能完全相同，会导致各元器件的电压、电流不均衡，严重时会造成器件损坏甚至控制失败，因此其关键技术是串联均压、并联均流问题。

提高电力电子装置功率等级的方法，除了将功率元器件串、并联使用以外，还可以将变流电路作为基本单元，将多个逆变器单元模块串、并联应用，也就是所谓多重化逆变器结构。大多数多重化逆变器结构需要通过变压器或电抗器实现逆变器单元间的连接。变压器的体积、价格和效率阻碍多重化逆变器的功率等级提升。为了解决上述问题，必须采用新型电路拓扑结构，多电平逆变器应运而生。

1977年德国的Holtz首先提出了三电平逆变器，其单相的结构如图3-37所示。它的特点是除了一对主逆变管VT₁和VT₄外，在电源的中点又引出另一对反并联的逆变管VT₂、VT₃，因此无论负载电流方向是从直流电源流入还是流出，逆变器的输出电压都有三种状态：U_d/2、0、-U_d/2。

日本学者A.Nabae等人于1981年在IEEE工业应用学报第5期上发表了题为“一种新的中点钳位型PWM逆变器”的论文，给出了另一种三电平逆变电路拓扑结构——中点钳位型逆变器。单相中点钳位型逆变器的结构如图3-38所示，该逆变器的输出电压为三电平。如果去掉两个钳位二极管，这种逆变器就是用两个功率器件串联使用代替单个功率器件的半桥逆变电路。由于两个钳位二极管的存在，各个器件能够分别进行控制，因而避免了器件直接串联引起的动态均压问题。与普通的二电平逆变器相比，由于输出电压的电平数有所增加，每个电平幅值相对降低，整个直流母线电压下降一半，在同等开关频率的前提下，可使输出波形质量有较大的改善，输出du/dt也相应下降。

图3-37 Holtz的三电平逆变器拓扑结构

图3-38 单相中点钳位型逆变器

以中点钳位型逆变器为基础，20世纪80～90年代先后出现多种多电平逆变器拓扑结构，其中以二极管钳位型多电平逆变器、电容钳位型多电平逆变器和级联型多电平逆变器为最基本的三种拓扑结构。在此基础上，又出现了很多新型拓扑结构。

3.2.3.1 二极管钳位型多电平逆变器

二极管钳位型多电平逆变器直接从中点钳位型逆变器演变而来，其结构如图3-39所示。一个m电平的二极管钳位型逆变器在直流侧由m-1个电容串联产生m电平的相电压。直流侧由四个电容串联构成，每个电容上的电压为1/4电源电压。通过开关器件的不同组合使输出电压产生不同的电平。二极管钳位型逆变器同时具有多重化和脉宽调制的优点。其具有输出功率大，器件开关频率低，等效开关频率高；交流侧不需要变压器连接，动态响应好，传输带宽宽等优点。但也存在直流侧电压不均衡、钳位二极管数目过多等缺点。因此，目前一般只限于7电平逆变器以下的研究。

3.2.3.2 电容钳位型多电平逆变器

图3-40所示为单相电容钳位型多电平电路的基本结构。每相的桥臂都有相同结构。假定所有的电容器都具有相同的电压等级，那么电容器的串联就表明了钳位点间的电压电平。假定每个电容的电压等级与开关器件相同，那么一个m电平逆变器在直流侧需要m-1个电容。电容钳位型多电平逆变器的电平合成的自由度和灵活性高于二极管多电平逆变器。电容钳位型多电平逆变器的优点是开关方式灵活、对功率器件保护能力较强。既能控制有功功率，又能控制无功功率，适于高压直流输电系统等。其主要缺点是需要大量的存储电容。为了使电容的充放电保持平衡，对于中间值电平需要采用不同的开关组合，这就增加了系统控制的复杂性以及器件的开关频率和开关损耗。因此对电容钳位型多电平逆变器的研究也仅限于9电平以下。

图3-39 二极管钳位型逆变器

图3-40 电容钳位型逆变器

3.2.3.3 级联型多电平逆变器

1995年，F.Z.Peng提出了以单相全桥变流电路为基本逆变器单元的，在交流侧直接级联而构成的级联型多电平逆变器结构，如图3-41所示。这种结构省去了多重化结构中模块间连接所需的变压器或电抗器，可以直接输出高电压，直流侧相互独立容易实现均压，各单元结构相同，容易进行模块化设计和调试。(www.xing528.com)

图3-41 级联型多电平逆变器

3.2.3.4 改进的级联型多电平逆变器

基本的级联型多电平逆变器中，各单相逆变器单元的独立直流源电压相同。M.D.Manjrekar等人在1998年的应用电力电子国际会展（APEC）上发表的《一种H桥多电平逆变器拓扑》一文中提出了将各独立电压源的电压值分别取为E、2E、4E…2^m-1E，则其输出的电平数就大幅度地增加到2^m+1-1，这就是所谓改进的级联型多电平逆变器。后来又有人提出将各独立直流源的电压值分别取为E、3E、9E…3^m-1E，则输出电平的电平数可以达到3^m。

图3-42为采用改进的两个单元的级联型多电平逆变器，其中GTO单元承受高压，IGBT单元承受低压。将波形合成策略与PWM策略相结合，可以得到一种非常适合于上述电路的控制的策略。即较高电压的GTO单元以输出电压的基波频率为切换频率，而较低电压的IGBT单元则在较高的频率下进行PWM控制，以此来改善输出波形。采用改进的级联型多电平逆变器，各逆变器单元的独立直流源应该是蓄电池、电池组或可逆直流源。因为个别电平的组合要求独立直流源能够吸收能量，这一要求限制了该电路结构的适用范围。改进的级联多电平逆变器与其说是一种新型的拓扑结构，不如说是一种新型的电平构成策略。因为独立直流源的电压以几何级数的形式迅速增加，而器件的耐压有限，所以也不能无限制地增加串联级数，一般系统的串联级数不超过三级。

图3-42 改进的级联型多电平逆变器

3.2.3.5 以全桥中点钳位电路为基本单元的级联型多电平变流器

用全桥中点钳位电路作为基本单元电路的级联型多电平变流器结构，其基本单元电路的结构如图3-43a所示。这种单元电路的输出为5电平，m个单元组成的级联型电路的总输出为4m+1电平。下面以两个单元级联为例，介绍该电路结构的特点。电路结构图如图3-43b所示。该电路结构在输出端可以获得一个9电平的输出电压。该电路一共需要16个开关器件，其中有8个开关器件是相互独立的。8个器件的组合方式共有2⁸=256种，其中只有81种能够获得有效的电平输出。这种结构在选择电平输出的时候，有相当大的自由度。在开关器件本身工作频率很低的情况下，可以在输出端获得相当高的等效开关频率。由于各变流器单元都采用中点钳位结构，所以避免了在二极管钳位电路中因电容电压不平衡而增加控制难度的问题。

图3-43 以中点钳位电路为基本单元的级联多电平变流器结构

3.2.3.6 混合型级联多电平变流器

混合型级联多电平变流器是将前面介绍的几种级联变流器通过适当方式结合在一起的一种新型拓扑结构。图3-44所示的是混合型级联变流器最小结构。如果独立直流源采用的是蓄电池或者可逆直流源，U_dc2与U_dc1的最大比例为6，即U_dc2=6U_dc1=6E，则在输出端可得到15电平的电压波形。如果U_dc2是由不可逆直流源供电（比如常用的二极管不控整流方式），则U_dc2与U_dc1的最大比例为4，即U_dc2=6U_dc1=4E，则在输出端可得到11电平的电压波形。采用混合型级联结构，在电平数的选择上自由度更高，而开关调制方式也更加灵活，但控制趋向复杂化。

图3-44 混合型级联变流器最小结构

3.2.3.7 具有自均压能力的多电平变流器

以上所提到的多电平变流器结构，都存在动态均压的问题。三种基本多电平电路拓扑都必须采用外加辅助电路或控制。多电平变流器的动态均压问题已经成为其扩展应用的障碍，尤其是对于二极管钳位型多电平变流器和电容钳位型多电平变流器。F.Z.Peng又提出了一种具有自均压功能的多电平变流器结构，其5电平形式如图3-45所示。其中处在最外层的开关器件VT_p1～VT_p4，VT_n1～VT_n4用于形成输出电压，内层的开关器件用于自均压。这种电路拓扑结构是通过简单的二电平半桥结构层叠而成的，因此易于模块式或集成式生产。通过去除电路中的电容、简化电路中的开关管为二极管等措施，这种变流器可以简化为电容钳位型多电平变流器或二极管钳位型多电平变流器。

图3-45 具有自均压能力的多电平变流器

以上对多电平变流器的拓扑结构进行了简略的介绍。多电平变流器已经成为大功率电力电子装置的重要结构形式，有关多电平变流器的研究也成为电力电子学中热点的研究领域。多电平变流器在拓扑学上仍然不断发展，近年来屡有成果发表。此外，多电平变流器还扩展到电流型变流器方面，出现了电流型多电平变流器。多电平变流器在DC-DC变换器、交流斩波器和矩阵式变换器中也有大量的应用。