高频链逆变器的优点和应用

前面介绍的逆变电路都是直接逆变电路。直接逆变电路的结构较简单、效率高、性能可靠而且技术成熟，是目前工程实际中应用最广泛的逆变电路。直接逆变电路在接入负载之前，往往需要加入一级工频变压器调整电压等级，这使得直接逆变电路仍有许多不足之处：①工频变压器体积大、价格昂贵；②滤除输出电压谐波的输出滤波器体积大、笨重；③装置产生工频噪声；④系统对于输入电压及负载波动的动态响应特性差。在大功率场合，主电路采用多电平逆变器结构，开关调制策略采用载波相移PWM技术、多电平SVM技术等成倍提高等效开关频率的PWM技术，这时逆变器可以直接与负载连接，并克服上述的缺点。在中小功率场合，增加逆变器开关频率到20kHz以上，可以克服上述缺点中的后三条，但不能克服第一条缺点。而且提高开关频率反而会增加器件的开关损耗，降低系统的转换效率。在办公和生活用电系统中，尤其是1kW以下的场合中，对逆变电源的要求是噪声低、体积小和重量轻。针对这些要求，出现了高频链逆变技术。

高频链逆变电路的拓扑结构有多种分类方法：按相数可分为单相和三相；按照功率的传输方向可分为单方向型和双方向型；按有无直流中间环节可分为多级型和单级型等。本书以后一种分类方法简单介绍目前高频链逆变电路的拓扑学进展。按照这种分类方式，高频链逆变电路分为有直流储能环节的多级变换结构、无直流储能环节的单级变换结构、无直流储能环节的准单级变换结构和谐振型高频链变换结构四类。

3.2.2.1 带中间直流环节的多级高频链逆变电路

该类拓扑结构典型框图如图3-25所示，它是在直流侧和逆变器之间插入一级DC-DC变换器，使用高频变压器实现电压比调整和电隔离，前级为普通高频方波逆变器。这种变换中间存在一个直流环节，从而实现了前后级的解耦，可分别进行控制。若能量需要双向流动，中间的整流部分可采用由全控型器件构成的PWM变流器。相对于其他变换方式，这种变换方式技术更成熟，控制方式更灵活，性价比、可靠性更高，所以得到了广泛的应用。

图3-25 有直流储能环节的DC-AC-DC-AC拓扑结构

带中间直流环节的高频链逆变器是一种多级变换结构。从能量传递的角度来看，这种高频链逆变器可分为两级：直流环节以前为一级，这一级可称为前级或DC-DC变换级；直流环节以后为一级，这一级可称为后级或逆变级（有些拓扑结构则可称为极性反转级）。带中间直流环节的高频链逆变器的后级结构可采用图3-23所示的桥式逆变器结构，前级则可以采用各种各样的DC-DC变换拓扑结构。因此一般介绍或讨论带中间直流环节的高频链逆变器的拓扑结构都是指前级的拓扑结构。

从图3-25可以看出，前级DC-DC变换拓扑结构实质上就是隔离型DC-DC变换器。对于不要求能量双向流动的场合，全桥变换器应用最多；至于变压器二次侧拓扑结构，则可以有多种形式，全桥整流、全波整流或倍流整流都可。

3.2.2.2 单级高频链逆变电路

带中间直流环节的多级高频链逆变电路虽然具有可靠性高、技术更成熟等优点，但其能量传输通过的级数较多，从而造成了一定的能量损耗，同时直流储能环节造成装置体积较大、寿命和可靠性降低，不利于系统集成。为此，去掉中间直流环节的单级高频链逆变器成为理想的拓扑结构。

从结构上分，单级高频链逆变电路可分为电压型结构和电流型结构。电流型单级高频链逆变电路是以反激变换器拓扑为基础的，高频变压器不仅提供电隔离和电压调整，而且还可以存储能量，其基本电路拓扑如图3-26所示。电流型单级高频链逆变器工作在电流断续状态，主开关器件承受较大的电流应力，只适合于小功率应用。

图3-26 电流型单级高频链逆变器拓扑

电压型单级高频链逆变电路的前级应用DC-AC电路将直流电变换为高频交流电，后级应用周波变换器进行高频交流到低频交流的变换，中间没有直流储能环节。20世纪80年代中期提出的双向电压型高频链逆变器拓扑主要可归纳为图3-27和图3-28两种形式。

图3-27 双向高频链逆变器1

图3-28 双向高频链逆变器2

图3-27拓扑中的后级使用了8个功率器件，为了减少开关器件日本学者提出了带中心抽头并以相位差控制的拓扑结构如图3-28所示。在这种拓扑结构中功率器件以硬开关工作，而且二次侧周波变换器以高频强行中断功率流，其缺点可归纳为：①图3-28中拓扑所用功率器件数量多；②二次侧周波变换器以高频强行中断功率流导致电压过冲；③硬开关造成的开关损耗大，电磁干扰严重；④存在双向开关。

针对上述不足，20世纪90年代中后期许多学者提出采用有源钳位（见图3-29）来抑制电压过冲。图3-30所示拓扑结构是在图3-28中基础上加入桥式有源钳位，可实现软开关，但比较复杂。

上面谈到的均为单相逆变器结构。三相单级高频链逆变器前级的结构与单相的相同，后级需要采用矩阵变换器结构，如图3-31所示。

图3-29 有源钳位双向电压型高频链逆变器

图3-30 中心抽头形式双向电压源高频型逆变器

图3-31 三相单级高频链逆变器

3.2.2.3 准单级高频链逆变电路

考虑到单级电压型高频链逆变器中双向开关器件通常工作于硬开关状态，容易引起较大的关断过电压，因此限制了其推广应用。1998年美国弗吉尼亚电力电子中心提出了无直流储能环节的准单级高频链逆变器。它一是利用了有源钳位替代了直流储能环节，并且配合适当的PWM控制实现了功率器件的软开关，有效的抑制电压过冲；二是将不控整流变为可控整流实现了能量双向流动；三是结构上变为标准单相功率桥形式，有利于模块化。相对而言这是一种比较优秀的拓扑，其不足是功率器件较多。

下面以推挽正激式虚拟直流环准单级高频链逆变器为例，说明该类电路的工作原理。如图3-32所示，该逆变器由推挽正激电路、高频变压器、有源整流桥（桥Ⅰ）、输出逆变桥（桥Ⅱ）和输出滤波器构成。图中p和n之间为单极性的高频直流脉冲电压，因此，可以采用只有一个功率开关和一个电容组成的简单的有源钳位电路，来抑制功率器件关断时的尖峰电压。逆变器因所带负载性质不同，负载功率因数可能是任意的，即负载电流可能超前也可能滞后于输出电压，这就要求双向高频链逆变器具有四象限工作能力。如图3-33所示，根据输出电压和输出电流的极性，将一个输出周期分为四个象限。(www.xing528.com)

图3-32 推挽正激准单级双向高频链逆变器

图3-33 逆变器四象限工作模式

双向高频链逆变器实现四象限工作需要合适的PWM控制逻辑相配合。对于大多数双向逆变器，需要根据输出电压和输出电流的极性判断工作象限，并通过改变控制逻辑来实现四象限工作，增加了控制电路和检测电路设计的复杂性。而推挽正激准单级逆变器采用一种对称组合式单极性PWM调制方式。在该调制方式下，逆变器不仅能够实现四象限工作，还能够使所有功率器件工作于软开关状态，并且控制电路简单，容易实现。

为简化对推挽正激准单级双向高频链逆变器工作原理的分析，作如下假设：①所有功率器件都是理想器件；②输出滤波电感足够大，在电路换流期间，输出电流可以认为保持不变；③钳位电容足够大，在一个高频开关周期内，其两端电压保持恒定。

推挽正激准单级高频链逆变器中的所有开关器件的控制信号都是由三角载波SPWM调制电路产生。变压器一次侧推挽正激电路和二次侧有源整流桥（桥Ⅰ）电路同时进行换相，并且以50%的固定占空比工作（忽略死区时间），其换相时刻与输出逆变桥（桥Ⅱ）电路的换相时刻错开，并且保证在输出电流续流期间使一次侧电路和桥Ⅰ换相。这样在一次侧电路和桥Ⅰ换相时，功率开关中的电流基本为零，可以实现零电流开关，减小了开关损耗。一次侧电路、桥Ⅰ以及高频变压器的作用只是实现电气隔离和调整电压比，换相的目的是为了保证高频变压器的磁通平衡。输出正弦电压波形是通过输出逆变桥（桥Ⅱ）利用PWM控制来实现的。

准单级功率变换拓扑的特点可总结如下：

1）由两个PWM开关网络直接级联而成，两个网络中的功率器件在负载电流传输路径中串联工作。因此，可以通过一个网络中的功率器件控制负载电流，即实现了功率的单级变换。

2）有利于为其中一个网络中的功率器件创造软开关条件，降低系统的开关损耗。

3）与矩阵变换器或周波变换器相比，不需要使用双向开关器件，PWM控制逻辑简单、容易实现。

4）由于软开关的实现和单级功率变换，因此它具有高效率和高可靠性。

5）由于母线上为单极性的脉冲直流电压，因此可以采用简单的钳位电路来抑制开关的过电压。

准单级高频链逆变器的一次侧电路除了采用推挽正激结构外，还可以采用半桥结构、全桥结构等。

3.2.2.4 谐振型高频链逆变电路

单级高频链逆变器双向开关的应力过大，成为阻碍其发展应用的瓶颈。准单级高频链逆变器是解决这一问题的一种思路。解决这一问题的另一种思路是采用谐振式变换技术。在高频变压器的一次侧加入串联谐振槽、并联谐振槽和串并联复合谐振槽，即可分别构成图3-34所示的串联谐振高频链逆变电路、并联谐振高频链逆变电路和串并联复合型高频链逆变电路。

图3-34 串联、并联和串并联复合型谐振高频链逆变器

下面以串联谐振电流型高频链逆变器为例，简单介绍谐振高频链逆变器的工作原理，其拓扑结构如图3-35所示。高频变压器前端为全桥结构加谐振网络。电路的工作频率由谐振频率决定，一、二次侧开关器件在谐振电流的过零点进行切换，各开关管可实现零电流切换（ZCS）。高频变压器后级存在由双向开关组成的周波变换器，使电路能够实现四象限工作，能量可以双向流动，适用于各种不同性质的负载。又因为此类拓扑依靠谐振电流来传递能量，使滤波器设计简单，只有电容没有电感。此外，此类拓扑电路很好地解决了双向电压源型高频链逆变器由于硬开关带来的双向开关电压尖峰问题，同时又克服了反激变换器传输功率低的缺点。

图3-35 串联谐振电流型高频链逆变电路

在串联谐振型高频链逆变器中施加在谐振储能环节两端的激励源为正负交变的方波，而且是非纯正弦波。但是由于串联谐振电路具有选择性，使偏离谐振频率的谐波得到不同程度的抑制。在此基础上我们把谐振网络的工作方式分为以下三类：

1）激励谐振。谐振电路两端电压和电流处于同相位状态，谐振电流在电源电压的激励下不断增加，能量从直流侧流向谐振回路，使谐振能量迅速增加。同时变压器作为电流源，向负载端输出能量，使输出电压升高。

2）自由谐振。此时谐振网络与输入电压源断开。谐振电流在谐振网络中自由振荡，谐振能量缓慢降低。如果在自由谐振中加入负载，根据输出电压与谐振电流的相位关系，可以得到能量的流向。当一致时，谐振回路给负载供电，谐振电流逐渐变小。反之，负载向谐振回路回馈能量，谐振电流变大。

3）回馈谐振。谐振电流与谐振回路端电压相位相反，不管输出为何种状态，谐振电流在反电压的作用下迅速变小。能量从谐振回路回馈到输入直流电压侧，谐振回路能量迅速减小，同样变压器的输出也减小。

为避免双向开关在逆变电源中的应用，又出现了一种新型的串联谐振高频链逆变电源拓扑，如图3-36所示。

电路主要由五部分组成：高频逆变桥、串联谐振槽、双二次侧的高频隔离变压器、四开关结构的周波变换器及输出滤波电容器。其中全桥开关管VT₁～VT₄和谐振槽L_r、C_r构成高频逆变环节将直流电源V_DC逆变成正弦波电流源i_Lr。单一次侧、双二次侧绕组的高频变压器T_HF实现电气隔离和电压等级匹配，并有利于周波变换器开关的自由组合。VT_A～VT_D构成周波变换器，与滤波电容C_o一起实现高频整流和低频滤波，获得高品质的交流电压输出。图中的反向并联二极管VD₁～VD₄、VD_A～VD_D均为功率器件内置，无需外接。

根据周波变换器功率管VT_A～VT_D的不同组合方式，图中给出了三种周波变换器结构的逆变电源主电路（图中标号一样的功率元器件的驱动信号相同）。a）开关构成共发射极结构，有利于减少驱动用隔离电源数，降低成本；b）开关构成半桥结构，便于采用半桥式功率模块，减小杂散参数，提高系统的功率密度；c）为共集电极结构，可采用共散热片结构并以散热片为输出端，降低印制电路板的制板难度。