隔离式DC-DC变换电路优化方案

上面介绍的是直接DC-DC变换电路。直接DC-DC变换电路结构简单、运行可靠，但存在一些问题，为此出现了间接DC-DC变换电路。由于在间接DC-DC变换电路中总有变压器存在，因此间接DC-DC变换电路也称为隔离型DC-DC变换电路。隔离型DC-DC变换电路的基本结构如图3-10所示。

图3-10 隔离型DC-DC变换电路的结构

采用这种结构较为复杂的电路来实现DC-DC变换的主要原因有

1）输出端与输入端需要隔离。

2）某些应用中需要相互隔离的多路输出。

3）输出电压与输入电压的比例远小于1或远大于1。

4）交流环节采用较高的工作频率，可以减小变压器和滤波电感、滤波电容的体积和容量。工作频率高于20kHz这一人耳的听觉极限，可避免变压器和电感产生噪声。

隔离型DC-DC变换电路的拓扑结构主要有反激电路、正激电路、半桥电路和全桥电路等。

3.1.3.1 正激电路

单端正激电路的原理图如图3-11所示，工作波形如图3-12所示。电路的工作过程为：VT导通后，变压器绕组W₁（匝数为N₁）两端电压为上正下负，与其耦合的绕组W₂（匝数为N₂）绕组两端的电压也为上正下负。因此VD₁处于导通状态，VD₂处于关断状态，电感L的电流逐渐增长；VT关断后，电感L通过VD₂续流，VD₁关断，L的电流逐渐下降。VT关断后变压器的励磁电流经W₃绕组（匝数为N₃）和VD₃流回电源，所以VT关断后承受的电压为

图3-11 单端正激电路

图3-12 正激电路工作波形

VT导通后，变压器的励磁电流i_m由零开始线性增长，直到VT关断。VT关断后到下一次再开通的一段时间内，必须设法使励磁电流降回零，否则下一个开关周期中，励磁电流将在本周期结束时的剩余值基础上继续增加，并逐渐累积，从而导致变压器励磁电感饱和，最终损坏开关元件。因此在VT关断后使励磁电流降回零的过程是非常重要的，这个过程称为变压器的磁心复位。在单端正激电路中，磁心复位电路由绕组W₃和二极管VD₃构成。

在输出滤波电感电流连续的情况下，正激变换器输出电压与输入电压的比为

如果输出电感电流断续，输出电压U_o将高于式（3-36）的计算值，并随负载的减小而升高，在空载情况下，U_o=（N₂/N₁）U_i。

除了单端正激电路结构以外，正激电路还有其他的结构形式如双端正激电路等。

3.1.3.2 半桥电路

半桥电路的原理如图3-13所示，工作波形如图3-14所示。

图3-13 半桥电路

半桥电路中，变压器一次侧的两端分别连接在电容C₁、C₂的中点和开关S₁、S₂的中点。电容的中点电压为U_i/2。S₁与S₂交替闭合，使变压器一次侧形成幅值为U_i/2的交流电压。改变开关的占空比，就可以改变二次侧整流电压u_d的平均值，也就改变了输出电压U_o。

当开关S₁闭合时，二极管VD₁处于导通状态；开关S₂闭合时，VD₂处于导通状态；两个开关都断开时，由于变压器的磁通势平衡，VD₁和VD₂同时导通，各分担一半的电流。开关闭合的时候，电感L的电流逐渐上升，两个开关都关断的时候，电感L的电流逐渐下降。(www.xing528.com)

图3-14 半桥电路工作波形

由于电容的隔直流作用，半桥电路对由于两个开关导通时间不对称而造成的变压器一次电压的直流分量有自动平衡作用，因此不容易发生变压器的偏磁和直流磁饱和。

为了避免上下两开关在换流的过程中发生短暂的同时导通现象而短路损坏开关，每个开关的占空比不能超过50%，并应留有裕量。

当滤波电感L的电流连续时，有

如果输出电感电流断续，输出电压U_o将高于式（3-37）的计算值，并随负载的减小而升高，在空载情况下，U_o=（N₂/N₁）U_i。

3.1.3.3 全桥电路

全桥电路的原理如图3-15所示，工作波形如图3-16所示。

图3-15 全桥电路

全桥电路中的逆变电路由4个开关组成，互为对角的两个开关同时导通，同一侧半桥上下两开关交替导通，使变压器一次侧形成幅值为U_i的交流电压，改变占空比就可以改变输出电压。

当S₁与S₄开通后，VD₁和VD₄处于导通状态，电感L的电流逐渐上升；S₂与S₃开通后，二极管VD₂和VD₃处于导通状态，电感L的电流也上升。当4个开关都关断时，4个二极管都处于导通状态，各分担一半的电感电流，电感L的电流逐渐下降。S₁和S₂关断时承受的峰值电压均为U_i。

图3-16 全桥电路工作波形

如果S₁、S₄与S₂、S₃的导通时间不对称，则交流电压中将含有直流分量，会在变压器一次侧产生很大的直流分量，造成磁路饱和。因此全桥电路应注意避免电压直流分量的产生，也可在一次侧回路串联一个电容，以阻断直流电流。

为了避免上下两开关在换流的过程中发生短暂的同时导通现象而短路损坏开关，每个开关的占空比不能超过50%，并应留有裕量。

当滤波电感L电流连续时，有

如果输出电感电流断续，输出电压U_o将高于式（3-38）的计算值，并随负载的减小而升高，在空载情况下，U_o=（N₂/N₁）U_i。

全桥电路除了可以按照以上方式进行工作外，还可以采用移相控制方式。全桥移相控制的工作波形图，如图3-17所示。采用移相控制，在开关周期T内，每个开关导通时间都略小于T/2，而关断时间都略大于T/2。同一半桥中两个开关不同时处于闭合状态，每个开关断开到另一个开关闭合都要经过一定的死区时间。互为对角的两对开关S₁-S₄和S₂-S₃，S₁的波形比S₄超前0～T/2时间，而S₂的波形比S₃超前0～T/2时间，因此称S₁和S₂为超前臂，而称S₃和S₄为滞后臂。移相控制的全桥电路的输出电压调节不是前面采用的占空比调节，而是采用移相调节。所谓移相调节，就是调节S₁与S₄的相位差：两者相位差越小，则两者共同闭合的时间就越长，输出电压平均值就越大；两者相位差越大，则两者共同闭合的时间就越短，输出电压平均值就越小。全桥电路的移相控制方式与前面采用的占空比控制方式相比，就是可以实现4个开关的零电压开通。在电路结构上只需增加一个谐振电感，也可用变压器的漏感代替。

图3-17 全桥电路移相控制的工作波形

3.1.3.4 隔离型DC-DC变换器在光伏系统中的应用

隔离型DC-DC变换器在光伏系统中适用于两种场合。一种是电压传输比过大的场合。光伏组件的输出电压只有16V左右，很难直接应用于常规负载。采用直接型Boost变换器，升压比受到限制，不能满足实际要求。而采用隔离型DC-DC变换器，可以利用变压器实现升压，控制也更加灵活。另一种场合是输入、输出需要隔离的场合。对于容量等级比较大的并网光伏系统，为了安全起见，通常要在逆变器与交流电网之间加入工频变压器以实现隔离。工频变压器的体积庞大、效率低下，同时造价较高，成为进一步提高系统容量等级的障碍。为解决这一问题，可以将隔离环节移到DC-DC变换环节，采用隔离型DC-DC变换器。隔离型DC-DC变换器中的变压器是高频脉冲式变压器，具有体积小、效率高、成本低廉的优势，可以替代传统的工频变压器结构。

隔离型DC-DC变换器的功率等级与电路拓扑相关。正激变换器和半桥变换器的功率等级在数百瓦到数千瓦之间。全桥变换器的功率等级可在数百瓦到数百千瓦之间。实际应用时应根据需要选择合适的拓扑结构。