二极管箝位的三电平电路原理图如图6-10所示。图中，每相逆变桥由四个开关管（及其续流二极管）及两个箝位二极管组成，三相桥臂共用了12个电力电子开关（及其续流二极管）和6个箝位二极管，所有这些管子的耐压要求相同。三相桥的输出（u、v、w）接负载，图中负载采用Y联结，也可以采用△联结。各组箝位二极管的中间抽头均连到直流侧两个电容的中间抽头（O）。直流侧两个电容的参数是相同的。
图6-10 二极管箝位的三电平电路工作原理图
下面以u相为例，说明三电平电路的相电压输出的三种（P、O、N）状态及各状态间的切换，三种状态中均定义O点为参考地。
1.相电压输出的三种状态
（1）输出为正（P）：如图6-11所示，当VT11和VT12导通，VT13和VT14关断时，u相输出端接到直流母线的正端P（电容C1的正极），此时u相输出电压为Uu=Ud=UC，称之为输出正电压（P状态），此时又分为两种情况。
图6-11a所示为电流由u端流出，此时电流由P端流出，经VT11和VT12到u端，再经其他两相流回到N、O或P端。此时VT11和VT12导通，VD11和VD12不导通；
图6-11 三电平电路P状态输出
a）电流流出 b）电流流入
图6-11b所示为电流由u端流入，此时电流从u相负载由u端流入，经VD11和VD12到P端。此时VD11和VD12导通，VT11和VT12应承受由VD11和VD12导通引起的反向电压，尽管栅极有开通信号，实际上不导通。
（2）输出为零（O）：如图6-12所示，当VT12和VT13导通，VT11和VT14关断时，u相输出端接到直流母线的中点O（电容C1的负极），此时u相输出电压为Uu=0，称之为输出零电压（O状态），此时又分为两种情况。
图6-12a所示为电流由u端流出，此时电流由O端流出，经VD15和VT12到u端，再经其他两相流回到N或O或P端。此时VD15和VT12导通，VT13、VD13、VD12不导通；
图6-12b所示为电流由u端流入，此时电流从u相负载由u端流入，经VT13、VD16到O端。此时VT13、VD16导通，其余开关管均不导通。
图6-12 三电平电路O状态输出
a）电流流出 b）电流流入
（3）输出为负（N）：如图6-13所示，当VT11和VT12关断，VT13和VT14导通时，u相输出端接到直流母线的负端N（电容C2的负极），此时u相输出电压为Uu=-Ud=-UC2，称之为输出负电压（N状态），此时又分为两种情况。
图6-13a所示为电流由N端流出，经VD14、VD13到u端，再经其他两相流回到N或O或P端。此时VD13、VD14导通，其余开关管均不导通；
图6-13b所示为电流由u端流入，经VT13、VT14到N端。此时VT13、VT14导通，其余开关管均不导通。
2.工作状态的切换 三电平每相逆变桥中P状态时是VT11和VT12导通，O状态是VT12和VT13导通，N状态是VI13和VI14导通。P—O和O—N之间切换时，各有一个电力电子器件开和关，P-N两个状态直接切换时，则各有两个电力电子器件开和关，逆变桥中的四个电力电子器件的工作状态均发生变化，这实际上就相当于两电平的工作方式，同时进行这种切换时还要考虑到贯穿（即四个电力电子器件均未关断导致直通短路）问题，相应死区时间也需较大，电力电子器件的开关频率较其他两种切换方式提高了一倍，所以P-N之间直接切换一般极少使用，在三电平的算法设计中应注意避免在P和N间直接切换。
图6-13 三电平电路N状态输出
a）电流流出 b）电流流入(www.xing528.com)
（1）P—O状态间的切换：P—O状态间的切换又可分为四种情况：
（a）由P状态切换到O状态，电流由u端流出：此时相当于是从图6-11a切换到图6-12a的状态。切换前VT11、VT12导通，电流路径为P—VT11—VT12—u端。切换时需将VT11关断、VT13开通。
与两电平电路的状态切换时相同，在VT11开通转到VT13开通时，同样需要考虑到贯穿问题，所以同样需要留有死区。如果VT11关断与VT13的开通同时进行，则有可能由于VT11还没有彻底关断，VT13已开通，形成P—VT11—VT12—VT13—VD16—O的电流路径，导致贯穿。
在图6-11a的状态，电路路径为P—VT11—VT12—u，此时关断VT11，电流换流到O—VD15—VT12—u，待VT11彻底关断后，再将VT13开通，完成切换，此状态电流并不流经VT13。
（b）由P状态切换到O状态，电流由u端流入：此时相当于从图6-11b切换到图6-12b的状态。切换前，VT11、VT12导通，电流路径为u—VD11—VD12—P。切换时，将VT11关断，此时由于电流流经VD11，并不流经VT11，事实上VT11由于承受的是VD11导通造成的反压，本身就未开通，所谓的关断就是将其开通的栅极信号变成关断的栅极信号，之后将VT13开通，电流由原来的路径切换到u—VT13—VD16—O，完成切换。
（c）由O状态切换到P状态，电流由u端流出：此时相当于是从图6-12a切换到图6-11a的状态。切换前，VT13、VT12导通，电流路径为O—VD15—VT12—u，此时关断VT13，由于原来电流就不流经VT13，所以VT13的关断对原来的电流路径并未产生影响，之后将VI11开通，将形成新的电流路径P—VT12—VT11—u，由于新的路径比原来的路径中增加了一个电容电压，所以电流很快从原来的路径转移到新的路径中，完成切换。
（d）由O状态切换到P状态，电流由u端流入：此时相当于从图6-12b切换到图6-11b的状态。切换前，VT13、VT12导通，电流路径为u—VT13—VD16—O，此时关断VT13，VT13的关断将迫使电流由原来的电流路径转移到新的电流路径u—VD12—VD11—P，之后再将VT11开通，完成切换。
（2）O—N状态间的切换：O—N状态间的切换又可分为四种情况：
（a）由O状态切换到N状态，电流由u端流出：此时相当于是从图6-12a切换到图6-13a的状态。切换前VT12、VT13，导通，电流路径为O—VD15—VT12—u。切换时需将VT12关断，将VT14开通。
在图6-12a的状态，电流路径为O—VD15—VT12—u，此时关断VT12，强迫电流换相到N—VD14—VD13—u，待VT12彻底关断后，再将VT14开通，完成切换，此状态电流并不流经VT14而是流过VD14。
（b）由O状态切换到N状态，电流由u端流入：此时相当于是从图6-12b切换到图6-13b的状态。切换前VT12、VT13导通，电流路径为u—VT13—VD16—O。切换时将VT12关断，之后将VT14开通，电流由原来的路径切换到u—VT13—VT14—N，由于新的路径较原来的路径中增加了一个电容C2的电压，所以电流由原来路径完全换到新的路径中来，完成切换。
（c）由N状态切换到O状态，电流由u端流出：此时相当于是从图6-13a切换到图6-12a的状态。切换前VT13、VT14导通，电流路径为N—VD14—VD13—u，此时关断VT14，由于原来电流就不流经VT14，所以VT14的关断对原来的电流路径并未产生影响，之后将VT12开通，将形成新的电流路径O—VD15—VT12—u端，由于新的路径比原来的路径中增加了一个电容电压，所以电流很快从原来的路径转移到新的路径中，完成切换。
（d）由N状态切换到O状态，电流由u端流入：此时相当于是从图6-13b切换到图6-12b的状态。切换前VT13、VT14导通，电流路径为u—VT13—VT14—N，此时关断VT14，VT14的关断将迫使电流由原来的电流路径转移到新的电流路径u—VT13—VD16—O，之后再将VT12开通，完成切换。
其他两相的工作状态以及状态间的切换与此相似。
综上所述，通过控制各功率器件VT11～VT14的开通、关断，就可以在桥臂输出点获得三种不同输出电平（+Ud，0，-Ud），见表6-1。
表6-1 三电平变频器每相输出电压组合表
由表6-1看出，功率开关VT11和VT13状态是互反的，VT12与VT14也是互反。同时规定，输出电压只能是+Ud～0，0～-Ud，或相反地变化，不允许在+Ud和-Ud之间直接变化。所以不存在两个器件同时导通或同时关断，也就不存在动态均压问题。
对于由三个桥臂组成的三相逆变器，根据三相桥臂U、V、W的不同开关组合，最终可得到三电平变频器的33=27种开关模式，见表6-2。
表6-2 三电平变频器输出状态表
采用中性点箝位方式的变频器与普通的二电平PWM变频器相比，输出相电压电平数由2个增加到3个，线电压电平数则由3个增加到5个，每个电平幅值相对降低，由整个直流母线电压变为一半的直流母线电压，在同等开关频率的前提下，可使输出波形质量有较大的改善，使输出波形更逼近标准正弦波，输出du/dt也相应下降为原来的一半，如果增加每个单元中串联的开关器件数，还可以在输出电压波形中产生更多的电平数，从而使输出波形更加接近标准正弦波。在相同输出电压条件下，这种结构还可使功率器件所需耐压降低一半。为了减少输出谐波，希望有较高的开关频率，但受到器件开关过程的限制，开关频率过高还会导致变频器损耗增加，效率下降，所以功率器件开关频率一般为几百赫兹。三电平变频器若不设置输出滤波器，一般需采用特殊电动机，或普通电动机降额使用。
随着输出电压的增高，相应电平数也要增加，此时需要大量的箝位二极管，而电路结构将变得复杂。这一缺陷可以用电力电子积木（Power Electronics Building Block，PEBB）技术加以解决，但电路的开关控制逻辑却依然十分复杂。
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