斩控式整流器优化设计方法

2.5.2.1 概述

上述二极管整流器不能实现功率的双向传递。为实现变频器再生能量向电网的回馈，网侧变流器应改成可逆变流器。传统的方式是采用晶闸管可逆变流器，如图2-32所示。电动运行状态下，由正桥Ⅰ向负载提供功率；再生制动状态下，由反并联的桥Ⅱ作有源逆变运行（α＞90°），将功率回馈到交流电网。这种方式下采用相位控制方式调压，电网换相，控制技术成熟。但也有相应的缺点，如深控时功率因数低、谐波含量高、换相重叠引起电网电压波形畸变等。

图2-32 采用晶闸管的再生能量回馈式变频器的网侧变流器

随着全控式开关器件的实用化，开发出一种新型的斩控式整流器（又称PWM整流器）。这种斩控式变流器的一个应用实例如图2-33所示。网侧变流器的结构与逆变器的结构完全相同，采用PWM控制方式。其控制电路包括控制直流电压的电压调节器；以交流电压波形为基准，提供变流器输入电流瞬时值指令模式信号的功率因数调节器；与此电流模式信号成正比的控制输入电流的调节器以及对变流器交流输入电压进行斩波控制的PWM控制器，即图中的“脉宽调制”。严格地讲，不能简单地把网侧变流器称为“整流器”，因为它既可以作为整流器工作，将交流电能转换为直流电能，又可以作为有源逆变器工作，将直流电能转换为交流电能。但为简单起见，在本节中我们暂称为斩控式整流器（PWM整流器）。由于采用了自关断器件GTO，通过恰当的PWM模式，对网侧交流电流的大小和相位进行控制，可以使交流输入电流接近正弦波并与电源电压同相位、系统的功率因数总是接近于1；当电动机减速制动从逆变器返回再生功率使直流电压升高时，又可以使交流输入电流的相位与电源电压相位相反，以实现再生运行并将再生功率回馈到交流电网去。系统仍能将直流电压保持在给定值上。这种情况下，斩控整流器工作在有源逆变状态。

图2-33 斩控式整流器的应用

逆变器部分在此不详述。

这种方案实现了变频器的高性能化。由于采用PWM整流器，输入电流正弦化，并且功率因数接近于1；由于逆变器采用矢量控制的PWM方案，输出电流正弦，并且动态性能好。控制得当，这种双PWM变频系统的静、动态指标将高于晶闸管-直流电动机传动系统。

2.5.2.2 斩控式整流器的原理

由上述应用实例可见，对斩控式整流器的性能提出了如下的要求：

（1）输入电流的波形正弦。

（2）保证网侧功率因数为1。

（3）功率可以双向传递，具有再生能力。这就是说，如果设电网电压u_N为

u_N=U_Nmsinωt

则电网电流i_N为

i_N=I_Nmsinωt

并且功率因数λ为

λ≡1

以上是不计PWM控制时的谐波含量时，对斩控式整流器所设定的目标函数。设计斩控整流器的出发点，应基于上面三个式子所规定的关系。

斩控式整流器分为电压型和电流型两种方式。在此仅以电压型为例进行分析。

图2-34 单相斩控整流电路

为简明计，以图2-34所示的单相整流电路为例进行分析。这是一个单相全桥电路，其结构和单相全桥逆变电路完全一样。桥内各臂均由全控器件VT和不控器件VD反并联连接，构成一个不对称双向开关。按图中直流侧电流i_o的正方向，正向电流流经不控器件VD₁～VD₄，而反向电流流经可控器件VT₁～VT₄。如果不使各全控器件导通，则为一个常规的不控全波整流桥。如果按需要控制各全控器件的导通模式，即可实现斩控整流。

斩控情况下，和PWM逆变器一样，应该控制交流端口a、b间的输入电压波形u_s使之成为PWM斩波波形。为调整输出直流电压E_d，用PWM方式来调节a、b间的输入电压u_s即可。

图2-35 不计L_N时的u_s波形

1.开关模式的构想 采用正弦PWM方式，如果暂不考虑输入电感L_N的作用，定性地可以规定a、b间电压波形，如图3-35所示。当电路处于某稳定工作状态，E_d的值为某一定值时，以N为参考点，PWM波形脉冲高度为+E_d和-E_d。各脉冲宽度以正弦规律随时间变化。认为L_N被短路则u_s的基波u_s1与电网电压u_N相同（图中虚线）。对照图2-35与图2-34，可以设计整流器的开关模式。从u_s的调制要求出发，可分为三种模式：u_s=0模式（模式Ⅰ）；u_s=+E_d模式（模式Ⅱ）；u_s=-E_d模式（模式Ⅲ）。

如上三种模式共八种组合状态。在每瞬时电路中各器件的导通情况只能处于八种组合状态中的一种。每瞬时处于何种导通状态，由人为设计的PWM模式所决定的全控器件的门极信号的情况和电路所处的工作状态决定。问题就在于怎样合理地设计PWM模式。

为合理地设计PWM模式，必须考虑输入电感的重要作用。如果不考虑L_N，由图2-34和图2-35不难看出，u_s的谐波成分只能由电源变压器的漏感来缓冲，造成功率因数λ≠1，这是违背我们规定的目标函数的。因此，需要设置L_N以缓冲u_s中谐波的无功功率。从另一个角度观察，图2-35中u_s和u_N是有差别的，为使电路中各点电压平衡，也应设置L_N。由此可见，L_N对电压型斩控整流器而言是必不可少的。根据图2-34，有

u_L=u_N-u_s

i_L=i_N

所以对基波分量有

切记目标函数λ≡1，这是出发点，也就是说与同相是一个出发点。据此可以画出基波相量图（不计L_N的线圈电阻），如图2-36所示。由图可见，u_s的基波u_s1不再与u_N同相，而是落后一个角度ψ（ψ＞0），而

式中 ω——电网角频率；

R_N——交流侧等效电阻，R_N=U_N/I_N；

U_N、IN——网侧电流方均根值。

图2-36 基波相量图

由以上叙述得到一个重要概念，由于u_s1与u_N不再同相，那么SPWM控制方式中的正弦参考波u_R也不能与u_N同相。如图2-37所示，参考电压波u_R（见图a）落后于电网电压u_N（见图e）的相位角为ψ。该ψ角的值根据L_N和负载的情况不难确定。

图2-37 斩控式整流器在整流状态下的波形图

图2-37所示为图2-34的斩控整流器工作于整流状态下的波形图。该图所对应的SPWM控制方式的载波比K=f_c/f=5，调制比m=U_Rm/U_cm=0.8。

图2-37a表示了SPWM信号的比较关系。其中u_R为正弦参考电压信号。与SPWM逆变器的方式不同，u_R的频率严格地与电网电压u_N的频率相同。在整流工作状态时，u_R落后于u_N一个角度ψ。载频信号u_c仍取三角波信号。两个载频信号u_c与-u_c在相位上相反。u_c与u_R比较，决定VT₁与VT₄的门极信号u_g1.4。u_g1.4高电平（u_R>u_c），VT₁有门极信号；u_g1.4为零电平，则VT₄有门极信号（见图2-37b）。-u_c与u_R比较决定VT₂与VT₃的门极信号u_g2.3。u_g2.3高电平（u_R＜-u_c），VT₂有门极信号；u_g2.3为零电平，则VT₃有门极信号（见图2-37c）。可控器件有门极开通信号但不一定导通，是否导通还要看在具体瞬时管子承受电压的极性。

由PWM方式控制的各器件VT的控制信号和电路状态所决定的整流电路在各瞬时的开关模式见表2-3。其中按电路的工作情况划分为A、B、C、D四个时区。在图2-37中也标出了相应的时区，出于画图的需要，A时区画在图的右侧。(www.xing528.com)

图2-37g具体地表示了斩控整流器的开关模式，其实这种开关模式是由PWM的模式决定的。

2.波形分析 根据表2-3不难分析图2-37中的各个波形。虽然开关动作频繁、具体，但开关状态是确定而明确的，在此不对具体波形按时间顺序具体分析，仅就概念上的需要指出如下几点：

（1）u_s1与u_N的相位差角是ψ，如图2-37e所示。这是由取u_R与u_N的相位差为ψ决定的。

（2）随器件开关状态的变化，u_s的波形也变化（+E_d、0、-E_d），因而i_N也相应变化，如图2-37d所示。由于L_N的存在，i_N不能突变，只能围绕正弦曲线上下起伏。该电流的控制，实际上类似于图2-28的电流跟踪方式。这一点，不难从图2-33的控制框图中看出。

表2-3 电压型整流电路的工作状态

（3）i_o电流波形，如图2-37f所示。当一对不控器件同时导通时，i_o为正；当一对可控器件导通时，i_o为负；当u_s=0（模式Ⅰ）时，i_o为零。

（4）在时区A及C中的可控器件同时导通的时区，i_o为负，直流瞬时功率E_di_o＜0，能量由直流侧返回电网。这可以提供L_N所必需的无功功率，以保证λ≡1。

2.5.2.3 斩控式整流器的电压调节

这里不准备深入分析，只从概念上说明调压原理。计算表明，对于SPWM方式，在m≤1时有

由图2-36得

式中 U_Nm——电网电压的幅值。

所以调制比

在U_Nm和ψ为定值的条件下

人为地改变m，可以调节E_d的值。m越小，E_d将越大。

这一结论也可以从观察图2-35的波形图得到。注意到式（2-4）的关系，在U_Nm和ψ不变的条件下，u_s1的幅值U_s1m恒定不变。由图中不难看出，由于m减小时图中各脉冲将变窄，为保证U_s1m恒定，E_d必然要增大。

这就是说，直流电压E_d的调节，可以通过改变调制比m来实现。

由式（2-5）

式中 U_N——电网电压的方均根值。

由上式得

因为m≯1，当m=1时上式有最小值

而cosψ＜1，所以

即直流输出电压E_d大于电网电压的幅值。

以上分析是以ψ为常值作为出发点的。实际上ψ是随负载变化的。当U_Nm=C，且希望E_d=C时，要求mcosψ为常值！如果将m与ψ按一定规律协调控制，保证m与cosψ之积不变的话，则可以保证E_d=C。

2.5.2.4 斩控整流电路的有源逆变工作状态

电网交流功率平均值P_N可以写成

式中 U_N——电网电压方均根值；

I_N——电网电流方均根值；

λ——电网功率因数，不计谐波λ即为基波的功率因数。

如果λU_NI_N＞0，表示电网向负载输送有功功率，斩控整流器处于整流工作状态；如果λU_NI_N＜0，表示电网由负载吸收有功功率，斩控整流器处于有源逆变工作状态。

我们希望不论整流还是逆变状态电网的功率因数都等于1，这是我们的目标。也就是说，整流状态下，希望u_N与i_N同相；而有源逆变状态下，希望u_N与i_N反相。

由前面的分析可知，在整流状态下，只要保证SPWM的参考信号u_R落后于电网电压u_N，即可实现i_N与u_N同相。那么，怎样保证在制动状态下i_N与u_N反相呢？仍然可以用类似于图2-36的相量图来分析。希望i_N与u_N反相，相量图如图2-38所示。由图可见，u_s1超前于u_N一个角度ψ（ψ＜0）。只要正确设计电路的开关模式，就可以保证ψ＜0。不难分析，只要使PWM控制的参考信号u_R超前于电网电压u_N一个角度ψ，就可以了。

图2-38 逆变状态时的基波相量图

在ψ＜0的情况下，可以保证有功功率由直流侧向电网传递，仍以图2-37的波形图为参照来说明其物理过程。图示的整流状态下，由于采取了ψ＞0这样一种设置，使得在一个工作周期的范围内电路中各器件的开关工作模式如图2-37g所示。其中只有在两只可控器件同时导通的工作模式下，瞬时功率才有可能反向流动。整流状态下，仅在时区A及C的一小段时间内出现了这种工作模式，但所占比例极小。虽然在这两小段时间内直流侧电流瞬时值i_o为负值（图2-37f），但是直流侧电流平均值I_o为正值，平均直流功率为正值，不难分析，对应的电网功率λU_NI_N为正值。斩控整流器处于整流工作状态。

如果改变ψ＞0的设置，使ψ＜0，即让u_R的相位超前于u_N一个角度ψ。那么，由这种设置所确定的类似于图2-37g的各开关器件的开关模式将发生变化。两个可控器件同时导电的模式，在一个工作周期中所占比例必然变得相对较大。这样，直流侧电流i_o的平均值I_o将变为负值，直流平均功率也变成负值。相应的电网功率λU_NI_N＜0，使斩控整流器工作在有源逆变状态。

上面对斩控整流器的分析，是针对主电路进行的，仅着重从概念上做了必要的说明。实际上，技术问题是十分具体的，不准备更深入地分析。在变频系统中，负载是变化的，ψ的大小和符号都可能是变化的。如果希望E_d保持在设定值上，必须对m和ψ进行协调控制，以实现在不同负载和不同运行状态下的连续调节。当载波信号的幅值保持不变时，m代表着参考信号的幅值，而ψ代表着u_R的相位。所谓m与ψ的协调，实际上归结为对参考信号u_R的幅值和相位的调节。这种调节由图2-33中的控制电路来完成，不再详述^[12]。