功率变换器拓扑结构优化

功率转换电路的输入接直流电源，输出接开关磁阻电机各相绕组。由于绕组电流为单极性，各绕组之间相互独立，因此使得开关磁阻电机的功率驱动电路比异步电机的功率驱动电路更加简单可靠。

功率变换器应与电动机结构匹配，并实现效率高、可靠性高、结构简单、成本低等基本要求，一个理想的功率变换器主电路的结构应同时具备如下条件［3-4］：

（1）拥有较少数量的主开关元件；

（2）可将全部电源电压加给电动机相绕组；

（3）主开关器件的电压额定值与电动机接近；

（4）具备迅速增加相绕组电流的能力；

（5）可通过主开关器件调制，有效地控制相电流；

（6）能将能量回馈给电源。

下面简要介绍SRM功率变换器几种常见的线路。

1）不对称半桥

不对称半桥电路［5］结构如图7.3所示，SRM的每一相都采用两个独立的功率变换器和两只续流二极管。SRM的绕组在工作中有三种工作状态，即励磁、续流和退磁，相应的相电流在半桥主线路有3种回路，即开通回路、斩波回路和退磁回路，如图7.4所示。以其中某一相A相为例，SRM运行时电路的工作情况如下：在A相绕组需要导通器件时，功率开关S1和S2处于开通状态，直流电压Us加在A相绕组的两端，此时电流从电源正极通过S1流向绕组，再通过S2流向电源负极。在斩波过程中，保持A相一个功率变换器开通（比如S1），利用另一个功率开关（比如S2）进行斩波调节。此时，二极管D1处于正向导通，绕组电感通过S1和D1进行续流。换相期间，两只功率变换器同时关断，而两只二极管D1和D2同时处于正向导通状态，绕组电感两端加载了电压为－Us的反向电源电压，绕组电感通过D1和D2进行退磁，同时将磁场中储藏的能量返回给电源。这种结构中每一相功率变换器和二极管都彼此独立，使其能完全独立地控制各相的工作状态，并且能提供斩波期间的续流和换相时快速的退磁回路。

图7.3　不对称半桥功率变换主电路

图7.4　不对称半桥主电路的3种工作回路

（a）开通；（b）斩波；（c）退磁。

2）H桥(www.xing528.com)

H桥电路［6］结构如图7.5所示，该种结构中SRM驱动回路的上桥和下桥各有两个共用的功率变换器和两个共用的续流二极管。在起始时刻，S2和S4开通，此时A相、B相导通；在下一个换相周期中，S1和S4开通，B相、C相导通；如此类推，SRM连续运转。该结构主电路最大的优势在于其具有最小的开关数目。但是该结构也有一些较大的缺陷：只适用于相数是4或者4的倍数的开关磁阻电机；在同一时刻，SRM有两相处于导通状态，而每相只有电源电压的一半；对于四相8/6结构的开关磁阻电机而言，必须保证每相的导通区间为30°，这使得原本可控参数多样的系统变得不利于灵活控制。

图7.5　H桥功率变换主回路

3）（n＋1）型功率变换器

（n＋1）型功率变换器电路［7］如图7.6所示，对于n相绕组的SRM系统需要（n＋1）个功率开关，其中一个功率开关Sc被各相共用，并且退磁或者续流回路的二极管数目也是（n＋1）只。以A相为例，在A相导通时，该相的开关S1和共用的功率开关Sc处于开通状态，电源Us直接加在A相绕组上。在载波过程中，功率开关S1保持开通，利用Sc来进行斩波调节，此时绕组电感通过S1和D4进行续流。在换相期间，S1和Sc都处于关断状态，绕组电感两端加载的电压为－Us的反向电源电压，绕组电感通过D1和D4进行退磁，同时将磁场中储藏的能量返回给电源。这种结构所需功率开关数目少，并且提供斩波期间的续流回路和换相期间的退磁回路。但是该结构中Sc始终处于高频率的开通和关断状态，负担比较重，且一旦Sc出现问题会影响整个回路的工作，系统的可靠性降低。

图7.6　（n＋1）型功率变换主回路

综上所述，H桥和（n＋1）型功率变换器都具有所用功率开关数目小的特点，但是由此带来的控制不灵活和可靠性问题却是不可避免的。出于对开关磁阻电机调速系统多样化控制和安全可靠的要求，不对称半桥成为开关磁阻电机功率变换器的最常用拓扑结构，本章也将采用不对称半桥作为功率变换拓扑结构。虽然该回路每一相都需要一对功率开关，但是其每一相控制都彼此独立，符合搭建实验台要求的多参数化的调速系统控制，且每个功率开关的负载相等，保证最大化利用系统容载能力。

针对四相8/6极的开关磁阻电机，选用不对称半桥型拓扑结构设计功率转换电路，如图7.7所示。其中A相～D相分别表示开关磁阻电机的四相定子绕组，Us为加载电机定子绕组两端整流后的直流电压。本文采用220 V的交流电源为整套系统供电，220 V交流电源需整流成直流电源，并经过电容的稳压处理后作为功率电路的电源。由于系统通电瞬间，强电流和强电压会对系统上的IGBT和电容产生较大的冲击，所以在电源一端又添加了一段由限流电阻R1和接触器S2组成的限流保护电路。初始时刻接触器S2断开，直流电源通过限流电阻R1为系统供电，系统达到稳定状态后，接触器S2关闭，此时直流电源直接加载到系统上。接触器S2由专门的计时电路控制其开通与关断。IGBT1～IGBT9均为IGBT功率开关，其中IGBT1～IGBT8构成不对称半桥主回路，控制绕组的工作状态，而IGBT9作为回路释放剩余电能开关，当电机停止或者发生紧急制动后，存在于绕组和稳压电容上的电量经过IGBT9得到释放。通过一定的控制方式控制功率开关的开通和闭合，从而来控制绕组相的不同工作状态和流过绕组的电流。

图7.7　开关磁阻电机调速系统主回路

图7.8　A相驱动电路结构

由于本章中采用的IGBT的型号为FF200R12KT3，该模块有两个主开关管和两个相并联的二极管，因此在设计的功率电路中，对于每个模块，只使用其中一个主开关管和与另外一个开关管并联的二极管。如图7.8所示，以A相绕组来说明功率电路的设计，其中A相为定子的绕组，IGBT1和IGBT2均为IGBT模块，U为电机绕组两端的母线电压。将IGBT1的VS1作为A相的上桥功率开关，VD1作为回流二极管；将IGBT2的VS2作为A相的下桥功率开关，VD2作为回流二极管。

按照上述设计原则，本章为开关磁阻电机搭建了功率变换器，如图7.9所示。

图7.9　开关磁阻电机功率变换器